學位論文題目微電網用雙向DC/DC變換器損耗及效率優化研究英文STUDYONLOSSANDEFFICIENCYOPTIMIZATIONFORBIDIRECTIONAL題目DC/DCCONVERTERINTHEMICROGRIDSYSTEM摘要雙向DC/DC變換器作為微電網系統電力儲能環節的重要組成部分，對微電網穩定運行非常重要，而其損耗和效率直接關系到變換器能否健康運行，同時與經濟效益密切相關，因此研究微電網用雙向DC/DC變換器的損耗和效率問題具有很高的實用價值。本文以一臺雙向DC/DC樣機主電路為效率優化對象，針對功率器件、磁性元件和濾波電容三類器件在實際電路中所存在的損耗問題，開展了雙向DC/DC變換器的損耗及效率優化的研究。本文主要研究內容如下設計出了滿足樣機指標的雙向DC/DC變換器拓撲結構，并采用常規計算方法，從實現DC/DC基本功能出發，計算出了主電路各部分參數，包括高頻變壓器、反激繞組、濾波電容和功率器件。所設計的電路拓撲和參數將作為損耗和效率優化研究的對象和入口參數。分析了快恢二極管和IGBT的開關過程，得出了其損耗的近似表達式和影響因素，并對硬開關雙向DC/DC進行了功率器件損耗實驗。采用有損緩沖和軟開關這兩種損耗優化方案，并做實驗對比，重點討論了充電ZVZCS和放電ZVS軟開關實現條件和主要電路模態，提出了軟開關輔助參數迭代優化策略，得出了優化結果，并通過實驗證明了該參數迭代優化方法的正確性。討論了磁芯損耗和繞組損耗的產生原因和影響因素，分析了雙向DC/DC變換器中變壓器和反激繞組的工作波形與損耗計算方法，并對雙向DC/DC進行了磁性元件損耗實驗。提出了變壓器和反激繞組的損耗優化方案，并進行了實驗對比，從發熱、效率、成本和體積等方面綜合考慮，選擇出了最優的解決方案，使變換器性能顯著提升。分析了電容等效損耗模型，得出了雙向DC/DC兩個濾波電容的不同的損耗表達式，并進行了濾波電容損耗實驗。提出了三種濾波電容的損耗優化方案，并從損耗、整機效率、紋波電壓、成本和體積等多方面進行了實驗對比，確定了綜合性能最優的方案，同時實現了電容低溫升、高效率、低紋波、低成本和小體積。綜上所述，本文以微電網用雙向DC/DC變換器為優化對象，提出了功率器件、磁性元件和電容損耗的優化方法，采用實驗對比的方法證明了優化方法的有效性，為電路進一步降低熱耗、提高效率和提升功率密度提供了思路和依據。關鍵詞微電網，雙向DC/DC，損耗，效率，優化ABSTRACTASTHEKEYCOMPONENTOFMICROGRIDSELECTRICPOWERSTORAGESYSTEM,THEBIDIRECTIONALDC/DCCONVERTERISOFGREATSIGNIFICANCETOTHEGRIDSSTABILITYTHECONVERTERSPOWERLOSSESANDEFFICIENCYARECLOSELYRELATEDTOTHEWHOLESYSTEMSWELLRUNNINGANDECONOMICBENEFITSTHEREFORE,THESTUDYONLOSSESANDEFFICIENCYOFBIDIRECTIONALDC/DCCONVERTERSINTHEMICROGIRDSYSTEMISOFMUCHPRACTICALUSETHISDISSERTATIONMAINLYSTUDIESTHEOPTIMIZATIONOFABIDIRECTIONALDC/DCPROTOTYPESLOSSESANDEFFICIENCYCENTERINGONTHREEDIFFERENTKINDSOFPRACTICALLOSSPROBLEMSPOWERDEVICELOSSES,MAGNETICELEMENTLOSSESANDFILTERCAPACITORLOSSESTHEMAINCONTENTSOFTHISDISSERTATIONAREASFOLLOWSTHETOPOLOGYOFTHEBIDIRECTIONALDC/DCCONVERTERISDESIGNEDFORTHEMICROGRIDSYSTEMTHEPARAMETERSOFTHETRANSFORMER,FLYBACKWINDING,FILTERCAPACITORSANDPOWERDEVICESARECALCULATEDTOMEETTHEPERFORMANCEINDEXES,USINGCOMMONCALCULATIONMETHODSFROMTHESTANDPOINTOFFUNCTIONIMPLEMENTATIONTHESECIRCUITPARAMETERSARETHEOBJECTANDSUCTIONVARIABLESOFSUBSEQUENTEFFICIENCYOPTIMIZATIONSWITCHINGPROCESSESOFFASTRECOVERYDIODEFRDANDIGBTAREANALYZEDTODEDUCETHEAPPROXIMATEEXPRESSIONANDMAINFACTORSOFLOSSESLOSSEXPERIMENTSOFTHEBIDIRECTIONALHARDSWITCHINGDC/DCCONVERTERAREMADETOANALYZEPOWERDEVICELOSSESTHEDISSERTATIONADOPTSTWOLOSSOPTIMIZATIONSCHEMESTHELOSSYSNUBBERCIRCUITANDSOFTSWITCHING,ANDCOMPARESTHETWOSCHEMESEXPERIMENTALRESULTSINDETAILBASEDONSOFTSWITCHINGCONDITONSANDEQUIVALENTCIRCUITSOFZVZCSINCHARGINGMODEANDZVSINDISCHARGINGMODE,AITERATIONOPTIMIZATIONSTRATEGYOFTHESOFTSWITCHINGAUXILIARYCIRCUITISPRESENTEDTODETERMINETHEOPTIMIZATIONRESULTSTHEEXPERIMENTALRESULTSINDICATETHEEFFECTIVENESSOFOPTIMIZATIONSTRATEGYTHEMAINREASONSOFMAGNETICCORELOSSANDWINDINGLOSSAREANALYZEDTODEDUCETHEMAGNETICLOSSEXPRESSIONONTHEBASEOFTHEWOKINGWAVEFORMSOFTHETRANSFORMERANDFLYBACKWINDINGMAGNETICLOSSEXPERIMENTSAREMADETHEOPTIMIZATIONMETHODISSTUDIEDFORTHELOSSOFTHETRANSFORMERANDFLYBACKWINDINGBYCONSIDERINGALLFACTORS,INCLUDINGHEAT,EFFICIENCY,COSTANDVOLUME,ETC,THEDISSERTATIONSELECTSTHEBESTSCHEME,SIGNIFICANTLYENHANCINGTHECONVERTERSPERFORMANCESTHECAPACITOREQUIVALENTLOSSMODELISANALYZEDTODEDUCETHEAPPROXIMATEEXPRESSIONOFTWOFILTERCAPACITORSINTHEBIDIRECTIONALDC/DCCONVETERFILTERCAPACITORLOSSEXPERIMENTSOFBIDIRECTIONALDC/DCCONVERTERAREMADETHREEOPTIMIZATIONMETHODSAREPRESENTEDFORTHELOSSOFFILTERCAPACITORSCONSIDERINGSUCHASPECTSASLOSS,EFFICIENCY,RIPPLEVOLTAGE,COST,ANDVOLUME,THISDISSERTATIONPRESENTSTHEBESTCAPACITOROPTIMIZATIONSCHEMEANDITSEXPERIMENTALRESULTS,REALIZINGCAPACITORSLOWLOSS,HIGHEFFICIENCY,LOWRIPPLEVOLTAGE,LOWCOSTANDSMALLVOLUMEINSUMMARY,STUDIESONOPTIMIZATIONMETHODSHAVEBEENMADEFORTHELOSSESOFPOWERDEVICES,MAGNETICELEMENTSANDFILTERCAPACITORSINTHEBIDIRECTIONALDC/DCCONVETERTHEEXPERIMENTALCOMPARIONSAREMADETOPROVETHEEFFECTIVENESSOFTHESEOPTIMIZATIONMETHODSTHESTUDIESONLOSSANDEFFICIENCYOPTIMIZTIONCANSERVEASIDEASANDFOUNDATIONS,INORDERTOFURTHERREDUCETHERMALLOSS,ENHANCEEFFICIENCYANDINCREASETHEPOWERDENSITYKEYWORDSMICROGRID,BIDIRECTIONALDC/DCCONVERTER,POWERLOSSES,EFFICIENCY,OPTIMIZATION目錄第1章緒論111研究背景及意義1111研究背景1112研究意義212國內外研究現狀3121功率器件損耗研究現狀3122磁性元件損耗研究現狀4123電容器損耗研究現狀4124存在的問題513本文主要研究內容6第2章雙向DC/DC變換器主電路設計821樣機技術指標822主電路拓撲選擇823主電路參數設計9231高頻變壓器設計9232反激繞組設計11233濾波電容設計14234功率器件選型1424本章小結15第3章功率器件損耗分析及其輔助電路優化1631快恢二極管損耗模型1632IGBT損耗模型2033功率器件損耗分析2634充電模式功率器件損耗及效率優化策略27341硬開關加緩沖電路28342移相全橋軟開關及輔助電路參數優化3335放電模式功率器件損耗及效率優化策略41351硬開關加緩沖電路42352有源鉗位軟開關及輔助電路參數優化4336本章小結48第4章磁性元件損耗分析及設計優化4941磁芯損耗模型4942繞組損耗模型51421繞組損耗影響因素52422繞組損耗的計算52423繞組均流設計5343磁性元件損耗分析5444變壓器損耗優化設計55441變壓器已知量55442變壓器優化設計方法56443變壓器優化設計結果5945反激繞組損耗優化設計60451反激繞組已知量61452反激繞組優化設計方法61453反激繞組優化設計結果6346本章小結65第5章電容器損耗分析及設計優化6651電容損耗模型6652濾波電容損耗分析6953濾波電容優化選擇7054本章小結72第6章總結與展望7361全文工作總結7362進一步工作設想74參考文獻75作者在攻讀碩士學位期間發表的學術論文79致謝80第1章緒論11研究背景及意義111研究背景當前，全球范圍內的能源短缺和傳統工業造成的污染，是關乎社會可持續發展的重大問題。可再生能源由于具有高效清潔的特點而備受重視，常見的可再生能源形式包括太陽能、風能和燃料電池等，但各種新能源裝置往往是小型的、分散的，因此稱之為分布式發電系統13。微電網系統是指由各種分布式電源和負荷組成的微型電網，可實現內部統一控制，通過單一接口與大電網相連，可實現并網運行和孤島運行46。微電網除了可高效地利用新能源資源，促進節能減排，同時可改善傳統大電網運行中可靠性不高、抗風險能力不強、調度困難等問題，是構成智能電網的關鍵環節之一4。我國幅員遼闊，資源和人口分布嚴重不均衡，因此發展微電網對改善我國傳統供配電形勢具有重大意義。在我國西北和西南部分偏遠地區傳統大電網難以覆蓋，利用小型光伏和風力發電站組成微網系統，可提高電力傳送的質量和覆蓋面積。部分供電緊張的中大型城市可利用分布式電源小型化的特點，在靠近城市的郊區建立發電站，直接并入低壓電網，改善電能傳輸的損耗，減小傳統電網的投資成本。雖然微電網能夠適應不均衡、分散的能源分布及電力需求，但由于可再生能源本身具有不連續性、隨機性、分散的特點，使其通過電力電子裝置并入電網后出現無法預測的電壓閃變和波動，造成了除電流諧波之外的另一種“污染”。目前有兩種方法用于解決此問題一是將大范圍的分布式電源統一控制和調度，使單一微電源的隨機性和不穩定在整個微電網中弱化，提高電網穩定和連續性；二是采用電力儲能設備，在隨機變化的新能源發電和穩定的大電網之間實現能量緩沖6，因此通過雙向DC/DC變換器連接微電網本地直流母線和儲能用蓄電池是一種廣泛采用的形式，如圖11所示。雙向DC/DC變換器不僅為不連續的新能源提供緩沖，同時它承擔了負載的瞬變功率，提高了新能源發電裝置的使用壽命和可靠性。AC大電網本地直流母線單向DC/DC光伏電池雙向DC/DC蓄電池本地直流負載燃料電池風機單向DC/DC單向AC/DC并網DC/AC本地交流負載本地交流母線微電網圖11微電網系統典型結構圖11中的陰影部分為微電網用雙向DC/DC變換器，連接本地直流母線和儲能用蓄電池，各類新能源發電裝置通過單向DC/DC或AC/DC將電能輸送給直流母線，維持母線電壓，并為本地直流負載供電，直流電經并網DC/AC轉化成交流電，為本地交流負載供電，并且可連接大電網。雙向DC/DC根據電能供需關系靈活調整電能流向，為微電網提供能量緩沖和智能化管理。課題來源于企業委托項目“微電網用6KW充放電智能型雙向電力調節器研發”和“微電網用20KW充放電智能型雙向DC/DC變換器研發”。112研究意義雙向DC/DC變換器是微電網系統的重要組成部分，作為清潔能源發電的輔助設備，其工作效率是系統的重要指標之一。倘若雙向DC/DC無法實現高效率、低損耗，那么也就喪失了新能源系統高效節能的優勢。變換器在工作過程中的損耗和發熱情況直接關系到器件能否正常工作，影響整個設備的工作壽命，而其工作效率又與經濟效益息息相關。因此研究雙向DC/DC在大功率場合的損耗和效率問題具有很高實用和經濟價值。在高壓大功率場合，隔離型的雙向DC/DC變換器面臨著比基本拓撲更為嚴重、復雜的損耗和效率問題。通常隔離型雙向DC/DC采用一端電壓源輸入、一端電流源輸入的形式714，而電流源輸入一端會造成開關器件上很高的電壓尖峰1517，使雙向DC/DC損耗問題更加難以解決。大功率的雙向DC/DC常常工作于惡劣的環境，工作環境溫度往往高于正常的室溫，而大量的損耗造成的熱量耗散可能提高工作環境溫度，從而進一步抬升DC/DC自身溫度，縮短器件壽命，穩定性變差，維修次數增多。較高的損耗往往伴隨著較高的DI/DT和DU/DT，產生很大的噪聲干擾，影響周圍通訊設備的正常工作，并干擾測量儀器得出準確的結果。由于半導體器件和導線隨著溫度的升高，其載流能力逐漸減弱，通態壓降或導通電阻隨溫度逐漸增大而產生更大的熱量和損耗，若不能有效抑制損耗并散熱，將會形成惡性循環，最終使器件失效，設備停機，甚至釀成火災等事故，造成經濟損失。目前各類工業產品逐漸向小型化、便攜化和低功耗發展，用戶對電源的要求越來越高，電力電子裝置的高功率密度化、薄型化、模塊化逐漸成為發展的潮流18。提高DC/DC開關頻率是減小其重量和體積的關鍵措施，但是，電源內部的開關損耗隨著頻率的提高而加劇，成為制約電源系統發展的主要因素之一。開展雙向DC/DC變換器的損耗和效率的優化研究，對于提高開關頻率、減小設備體積和成本，具有重大意義。12國內外研究現狀雙向DC/DC的損耗主要源自三部分功率器件，磁性元件和電容器。這三部分損耗可單獨分析但又相互影響1920，目前已有大量針對這三類損耗的研究成果，包括損耗建模理論，損耗產生機理以及損耗解決方法。現將三類損耗的研究現狀分別討論如下。121功率器件損耗研究現狀功率開關器件的損耗問題一直是各國學者研究的熱點，開關頻率的不斷提高，使損耗的建模分析很大程度上決定了設計成敗與否。功率器件損耗分析一直是建立在開關器件模型的基礎上，目前已有多種對開關器件的損耗建模方法2029，主要分為兩種一種是基于器件具體參數的精確模型，由于需要大量具體參數的支撐，該種模型只能用計算機仿真的方法得出精準的結果，雖然最接近實際情況，但所需計算量大，耗時長，這也是精確模型無法在工程上得到廣泛應用的原因25；另一種是電路簡化的解析模型，即利用近似擬合得到的電壓電流瞬時表達式將損耗表示出來，這種模型計算量小，能夠使設計者快速得出結論，也便于分析不同電路環境中開關器件的損耗情況，因此是目前工程上最常用的損耗分析方法1927，但由于在解析過程中大大簡化了開關過程，由該模型得出的結果的準確性非常依賴于簡化的程度和假設的合理性。在簡化電路模型中，通常認為寄生電容是影響開關行為的主導因素，但隨著半導體工藝的發展，功率管容量的升級，電流密度增大，使得寄生電容減小，電容不再是影響開關行為的唯一主導因素，而寄生電感的作用逐漸被重視起來，成為了不可忽略的要素23，如此對傳統開關模型的改進，進一步加強了開關動作描述的準確性，更全面地反映功率器件的損耗情況。122磁性元件損耗研究現狀磁性元件的損耗包括鐵損（磁芯損耗）和銅損（繞組損耗）30，目前已有很多針對磁性元件損耗建模、計算及分析的研究成果。對磁損的研究主要是圍繞影響磁損的各種因素而展開，早期的STEINMETZ方程是在正弦波激勵的前提下提出的，STEINMETZ方程是經驗公式，通過實踐檢驗，它能夠精確的描述磁芯損耗，但它畢竟是由正弦波測量值得出的，因此無法精確表示DC/DC變換器等非正弦波勵磁的磁芯損耗31。1978年，DYCHEN開始了非正弦波激勵下的磁損計算，隨后ABROCKMEYER，MHPONG等科學家提出了各自有代表性的理論，他們通過數學手段對經典的STEINMETZ方程進行了改進和推廣3139。磁損理論發展至今已經能夠準確分析各因素對磁芯損耗的影響，但在隔離型DC/DC變換器中，占空比和直流偏置磁場對磁芯損耗都會產生影響，但這些方面的研究成果還較少。磁性元件銅損的建模與計算，也是損耗研究的熱點，目前已經有大量的研究成果可用于分析銅損。最初的研究由DOWELL開展，他提出了繞組一維模型，并用截面積等效的方法研究繞組損耗，后續的研究工作基本上都是在DOWELL的基礎上展開的4041。進一步的研究發現了線圈結構對繞組損耗的重要影響，從而提出了級連（INTERLEAVE）的概念。但目前的研究成果中，仍然只有很少數專門針對不同繞組分布對磁性元件損耗的影響，以及變壓器繞組并聯方法，因此有必要對此做進一步深入的研究。123電容器損耗研究現狀隨著功率半導體器件的工作頻率不斷提高，電力電子設備可工作在更高的開關頻率下，電容也在不同的頻率下表現出了不同的損耗。對電容損耗的研究離不開電容損耗模型的建立，目前已有不少頗具代表性的研究成果文獻4243用數學方法討論了電容損耗隨開關頻率變化的情況以及計算方法；文獻44從建立電容等效電路的角度出發，將產生損耗的電容器等效為理想電容和電阻的串聯，用損耗系數（損耗角正切）表示電容的損耗，即等效串聯電阻上消耗的有功功率；文獻45分析了特定電路中電容值變化對電容損耗的影響，提出了相應的電容選型方案；文獻46利用一種RLC模型分析了電容各部分損耗產生的機理。正因為電容損耗和溫升是影響電力電子裝置工作壽命的關鍵因素之一，電容器的損耗一直是工程師設計產品所考慮的重點，但目前的電容設計大都基于經驗，對電容損耗產生機理缺乏系統的研究，而且在大多數設計中，并沒有將電容器各種寄生參數作為影響系統效率的要素來對待，因此，有必要對電容損耗做進一步的分析研究。124存在的問題（1）功率器件損耗建模與分析目前不少文獻對IGBT損耗的分析均以PT型器件為研究對象，并在討論關斷損耗時著重考慮了IGBT尾流現象，但是目前廣泛采用的NPT型IGBT在關斷時程中不再出現尾流，因此在用數學表達式擬合關斷過程中電壓、電流波形時，無需再分段處理。軟開關是減小開關損耗的重要措施，目前的文獻在分析軟開關實現條件時，大多從能量的角度來分析，這樣得出的結論是片面的，無法全面反映各個參數之間的關系。只有同時從能量和時域模型角度出發，才能建立完整的軟開關條件。（2）磁性元件損耗建模與分析用于描述磁芯損耗的STEINMETZ方程較為復雜，待定參數較多，在磁芯生產商未給出數值的情況下，多依賴于實驗測定和擬合，這無疑增加了損耗計算的難度，并使計算結果的準確性很大程度上取決于實驗測定條件是否合理。然而在具體電路的損耗分析中，并不一定需要確定所有待定參數，工程上往往只需要利用部分參數明確減小損耗所要采取的措施。大多數文獻對繞組損耗的討論，只考慮計算表達式的推導，并研究其精確程度，而未考慮計算公式得出的前提條件繞組均流，而且許多文獻中給出的計算公式中的部分參數只具有象征性的意義，無法在某一電路中具體實現。（3）電容器損耗分析與設計多數文獻在選擇電容器參數時，往往只選用單一種類的電容，采用簡單的并聯組合。事實上，選用單一種類的電容很難兼顧濾波效果、損耗、散熱及成本等多個問題。13本文主要研究內容本文將雙向DC/DC變換器的損耗分為三部分分別研究功率器件損耗、磁性元件損耗和電容器損耗。針對三部分損耗各自的特點，采用不同方法建立損耗模型，分析現有電路的損耗問題，提出損耗優化的方法并計算相應參數，用實驗對比的方法得出最終的損耗優化結果。（1）雙向DC/DC主電路拓撲設計及參數計算根據雙向DC/DC變換器樣機的性能指標，設計出滿足要求的主電路拓撲結構，從實現電路功能角度出發，采用常規方法計算出電路主要元器件的參數，包括高頻變壓器、反激繞組、濾波電容和功率器件等。（2）功率器件損耗分析及設計優化針對IGBT和快恢二極管各自的動態開關過程，使用波形近似、擬合的方法得出各部分損耗的時域表達式，明確各損耗點的主要影響因素。從實驗結果中總結現有雙向DC/DC在充、放電模式下所面臨的不同的損耗問題，明確需要改進的方向。根據充、放電模式的不同電路特點，分別采取不同的損耗優化措施，并提出充電ZVZCS軟開關和放電ZVS軟開關的輔助電路參數迭代優化策略，得出優化結果。（3）磁性元件損耗分析及設計優化分別討論磁芯損耗和繞組損耗各自的產生原因和計算方法，得出其在雙向DC/DC變換器中的近似表達式，明確磁性元件的損耗優化措施。從實驗結果中總結現有DC/DC的損耗及發熱問題，提出用于減小損耗、優化效率的新方案，采用實驗對比的方法，同時綜合考慮發熱、效率、成本和體積等方面，選擇最優的解決方案。（4）電容器損耗分析及設計優化分析電容的等效電路模型，討論濾波電容在高頻工作條件下產生損耗的主要原因，得出雙向DC/DC電路中兩個濾波電容的不同的損耗表達式。從實驗結果總結濾波電容在損耗方面存在的問題，結合紋波電壓、成本和體積等多方面要求，提出三種濾波電容的損耗優化方案，通過對比實驗數據，最終確定綜合性能最優的電容器選型方案。本文的體系結構如圖11所示緒論功率器件損耗模型總結與展望充電模式功率器件損耗優化方法放電模式功率器件損耗優化方法功率器件損耗分析實驗對比磁性元件損耗模型變壓器損耗優化方法反激繞組損耗優化方法磁性元件損耗分析實驗對比電容器損耗模型濾波電容損耗優化方案濾波電容損耗分析實驗對比主電路拓撲結構設計及參數計算圖11本文系統結構圖第2章雙向DC/DC變換器主電路設計按常規方法設計出的雙向DC/DC變換器主電路拓撲和參數，可以實現基本功能和指標，但由于在設計之前缺乏實驗參照，往往無法全面考慮各部分器件的損耗問題，因此在器件溫升、效率、EMI等方面都或多或少會存在一些問題。本章將按照所給技術指標，以功能實現為目標，設計雙向DC/DC的主電路拓撲和參數，以此作為后續章節損耗和效率的優化對象。21樣機技術指標用于微電網系統的雙向DC/DC變換器樣機技術指標如表21所示。表21雙向DC/DC變換器技術指標充電額定功率PCHARGE/KW10放電額定功率PDISCHARGE/KW20直流母線電壓UDC/V360400蓄電池電壓UBAT/V300430充電輸出電流ICHARGE/A229放電輸出電流IDISCHARGE/A259充電輸出最大電壓紋波UBAT/V125放電輸出最大電壓紋波UDC/V12開關頻率FS/KHZ1022主電路拓撲選擇為提高穩定性、保證安全運行、減小對地漏電流并且實現寬范圍輸入輸出電壓的匹配，雙高DCDC主電路拓撲采用隔離型結構。由表21中的技術指標可知，DC/DC兩端電壓UBAT和UDC較高，適合采用全橋結構，即在高頻隔離變壓器的兩端連接全橋逆變/整流器。因電路具有雙向能量流，開關器件必須選擇具有寄生反并聯二極管的逆導全控器件，從而實現高頻逆變或整流。輸入輸出電壓幾百伏，電流幾十安，因此主電路無需采用器件串并聯或中點嵌位等復雜拓撲結構，采用基本的雙向全橋拓撲，即可實現20KW的單機功率輸出。目前主流的雙向DC/DC均采用一端電壓源輸入，一端電流源輸入15，電流源側串大電感，具有平滑電流波形的作用。為提高蓄電池使用壽命，需減小蓄電池的電流脈動，因此將電流源一端接蓄電池，電壓源一端接直流母線。電流源輸入必將給電路啟動帶來一定的困難16，因此將蓄電池端的電感改造成為具有雙繞組的反激繞組，并增加二極管構成反激式啟動電路，反激繞組的變比NF與變壓器變比NR一致。雙向全橋DC/DC變換器的主電路拓撲結構如圖21所示。文獻1517對此電路的工作原理做了詳細討論，這里不再贅述。BATU1Q234D1RNDCU56Q78FN_4N32NCHARGEDISCHARGEFDP圖21雙向DC/DC變換器主電路拓撲結構23主電路參數設計主電路參數設計包括高頻變壓器、反激繞組、濾波電容和功率器件選型。231高頻變壓器設計（1）磁芯選型高頻隔離變壓器要求體積小、重量輕、寄生參數小，因此選用鐵基超微晶鐵芯作為變壓器的磁芯，因其具有較高的飽和磁感應強度，有利于減小體積和匝數。超微晶鐵芯剩磁較小，故采用無氣隙且具有保護盒的環形磁芯。因放電模式的輸出功率大于充電模式，所以按放電模式參數選擇磁芯型號為ONL1308040，其主要參數見表22。表22變壓器磁芯主要參數有效截面積AE/CM27磁路長度L/CM33磁芯外徑OD/MM130磁芯內徑ID/MM80磁芯高度HT/MM40保護盒內徑/MM76窗口面積AW/CM24534取導線電流密度J3A/MM2，窗口系數KU03，設放電模式下二極管D5D8消耗的最大功率約為500W，則變壓器N2側輸出功率可估計為PN22000050020500W，則變壓器的視在功率PT2050011/，其中為變壓器效率，估為095，所需要磁芯面積乘積為（2436051/923840TPSMUACMFBKJ1）由表22數據可計算得磁芯面積乘積為31738CM4，大于2338CM4，所選磁芯滿足要求。（2）匝比變壓器變比NR，即匝數比，按DC/DC的充電方向計算，考慮死區和驅動電路上升和下降沿的充放電時間，半個開關周期內最大占空比設為085，則NR為（2MAXIN24301856BTDRCV2）其中DMAXTON_MAX/TS/2。（3）匝數因加在變壓器繞組N2上的電壓幅值為UDC，所以先計算匝數N2為（2MINAX346085186417DCSEVFAB3）從抗飽和角度考慮一定裕量，選取N2為24匝。則匝數N1為（212436RNN4）選取N1為34匝。（4）線徑和導線股數為減小發熱，導線的線徑應留足裕量，即預設的電流最大有效值應留有余地，取通過繞組N2的電流最大有效值為70A，則每一匝的銅導體截面積為（222703SM5）因開關頻率為10KHZ，為減小集膚效應，繞組N2選擇直徑為069MM的銅導線并聯，每根導線的有效截面積為069/2221403737MM2，每一匝并聯的導線股數為2333/0373763。取通過繞組N1的電流最大有效值為50A，則每一匝的銅導體截面積為（22150673SM6）同樣，繞組N1選擇直徑為069MM的銅導線并聯，每一匝繞組并聯的導線股數為1667/0373745。（5）窗口校驗考慮到導線絕緣厚度，取導體總截面積為銅導體的15倍，所占用的窗口面積為23332416673415169CM24534CM2，窗口系數為169/4534037，因此繞組可以在所選磁芯窗口中繞下。所設計的高頻隔離變壓器如圖22所示。圖22雙向全橋DC/DC用高頻變壓器232反激繞組設計（1）電感量由于充電模式比放電模式輸出電流小，繞組N3的電感量應按充電模式參數計算，按照文獻47所提出的電感量計算方法，設定電感電流最大紋波為IMAX20IL_MAX202958A，則繞組N3的電感量LF為（22BATERYBATERYL_MXS_MAXRDCBUS_X1104042FSUUIINH7）取一定的裕量，LF為14MH。（2）磁芯選型電感磁芯按照磁芯尺寸與功率處理能力的關系選擇48，本電路中依放電模式參數選型。為減小體積和匝數，同時方便繞線和設置氣隙，選用矩形鐵基非晶磁芯CFC113050040040，兩個磁芯并繞，磁芯具體參數如表23所示。表23反激繞組磁芯參數有效截面積AE/CM2128窗口面積AW/CM2565面積乘積AP/CM47232磁芯長度F/MM193磁芯寬度E/MM130磁芯高度D/MM40窗口長度C/MM113窗口寬度B/MM50取導線電流密度J4A/MM2，窗口系數KU03，反激繞組N3側峰值電流估算為ILPK11IL_MAX1120000/085/30086A，計算所需的磁芯面積乘積為（28）23246140816FLPKPMUIACMBJ磁芯實際的面積乘積2723214464CM4大于14381CM4。（3）匝數設放電工作時，磁感應強度最大脈動量BMAX設為012T，則（29）3MAX3414058262FELINBA匝數N3取為28匝。（210）43/8/10RN所以匝數N4分別取20匝。（4）氣隙（211）2742334102180184OEGUALML為方便測量，取為18MM，即矩形鐵芯的兩個氣隙每處長度09MM。（5）線徑流過繞組N3的電流最大有效值為20000/08/30083A，則每一匝的銅導體截面積為（212）2380754SM因繞組N4只在啟動時工作，故取其電流最大有效值為50A，則每一匝的銅導體截面積為（213）2415S（6）窗口校驗考慮到導線絕緣厚度，取導體總截面積為銅導體的15倍，所占用的窗口面積為20752812520151246CM2565CM2，窗口系數為1246/565022，因此繞組在所選磁芯窗口中可以繞下。所設計的反激繞組如圖23所示。圖23雙向全橋DC/DC用反激繞組233濾波電容設計首先計算蓄電池側的濾波電容CB為（214）23231840510416BATBSFBATUDLUF然后按文獻17給出的方法計算直流母線側濾波電容CD為（215）MIN6/10559432SDDISCHARGEDCTIUUF上述計算出的濾波電容值只與電容旁路電流交流分量產生的電壓脈動相關，實際上，產生紋波的主要原因還包括電容寄生參數ESR，因此實際使用的電容值往往遠大于上述計算值，因此式214和式215的計算結果雖具有指導作用，但實際意義不大。實際電路中，濾波電容采用電解電容串并聯形式，以提高電容高承擔高電壓的能力同時實現較高容值，并增加均壓電阻，防止電容動靜態分壓不均。以兩個EPCOS螺栓式2200UF/400V鋁電解電容串聯組成一組，CB為這樣的兩組再并聯，其等效電容為2200UF/800V，CD為這樣的三組再并聯，其等效電容為3300UF/800V。234功率器件選型按放電模式的參數選取功率器件。對于靠近蓄電池一端的Q1Q4，其承受的電實際電壓為NRUDC14400560V，實際電流最大值為ILPK11IL_MAX86A，所以Q1Q4選擇300A/1700V的IGBT模塊。對于靠近直流母線一端的Q5Q8，其承受的電實際電壓為UDC，實際電流最大值為NRILPK1486120A，所以Q5Q8選擇450A/1200V的IGBT模塊。圖24為采用本章所設計的電路拓撲和參數所搭建的雙向DC/DC變換器實驗平臺，圖25為組裝完成的雙向DC/DC變換器樣機。圖24雙向全橋DC/DC變換器實驗平臺圖25雙向全橋DC/DC變換器樣機24本章小結本章針對所給技術指標，設計出主電路全橋拓撲結構，并計算了主電路參數，包括變頻變壓器、反激繞組、濾波電容和功率器件。本章的計算只考慮了實現功能，并未著重考慮變換器的各部分損耗，因此必然會在實際運行中出現一定的損耗和效率問題。本章設計出的電路拓撲將作為后續損耗分析的研究內容和效率優化的對象，計算出的電路參數將作為后續章節中損耗和效率優化過程的入口參數。第3章功率器件損耗分析及其輔助電路優化功率器件的損耗由快恢二極管和IGBT兩部分組成，是構成DC/DC變換器總損耗的主要組成部分49，討論其損耗形成的機理并采用損耗優化措施，可大大降低器件工作的電壓、電流應力，延長其工作壽命，降低散熱器溫度，提升整機效率。功率器件的損耗主要取決于兩個方面器件本身特性和器件運行條件。采用開關速度快、恢復時間短、通態壓降低的器件，要比采用開關速度慢、恢復時間長、通態壓降高的器件具有更高的效率；電路中采用軟開關，比開關器件工作于硬開關具體更大的優勢。本章將從改善功率器件開關環境的角度出發，討論快恢二極管和IGBT的損耗模型并分析其在實際電路中的損耗情況，探討減小功率器件損耗的措施及其輔助電路的設計及優化方法，并通過實驗驗證其正確性。31快恢二極管損耗模型在典型的PWM開關電路中，快恢二極管組成的整流器占總損耗的比重很大，尤其是在非同步整流電路中，二極管整流器帶來的損耗占劇了全部功率器件損耗的約4060。雙極性的快恢復二極管由于具有較長的反向恢復時間和較大的反向恢復電流49，將對同一電路中IGBT的正常工作產生不良影響，因此本章首先討論快恢二極管的損耗模型。本文所研究的雙向DC/DC主電路中，整流二極管實為IGBT模塊內部的反并聯二極管，研究其損耗產生的機理、模型和計算方法，有助于根據實際情況采取合適的措施，從而抑制相應的損耗。快恢復二極管的損耗主要由三部分構成關斷損耗、通態損耗和開通損耗49。其中，開通損耗所占比例較小，在有的文獻中將其歸入通態損耗一并考慮，而關斷損耗和通態損耗孰輕熟重，取決于元件所處的環境，例如在低壓大電流下，通態損耗往往占主要比重，但若采用肖特基二極管（SBD）或同步整流，則使通態損耗大大減小，若開關頻率進一步提高，則開關損耗可能占主導地位。要解決損耗建模、分析與計算的問題，必須先分析快恢二極管的動態特性，即其開關過程的電壓、電流波形，如圖31。通過對實際電壓、電流的波形的近似處理，用折線和矩形逼近實際波形，可得出電壓電流的近似表達式，從而計算出二極管各部分損耗功率的大小。這種方法不完全從器件內部機理出發，而只討論電壓、電流典型波形，忽略了某些不易獲取和建模的參數，如雜散電感、寄生電容等，卻揭示了影響損耗的主要因素，因此在工程上是較為準確并可以接受的。TFRIFUFURTRRIRMT圖31快恢二極管開關動態過程波形（1）關斷損耗快恢二極的反向恢復時間用TRR表示，但并非整個關斷過程都會產生損耗，關斷損耗主要集中于二極管電壓反向過零至反向恢復電流降為零的時間段內，如圖31中陰影部分。考慮到二極管電壓反向過零后負增加很快，同時反向恢復電流波形常用等腰三角形來近似表示，因此可知二極管動態關斷過程的近似波形可簡化如圖32。IFUFURTRRIRMT圖32快恢二極管關斷過程簡化波形以電壓過零時刻為時間起點，電壓、電流波形的表達式為（3FRUT1）（3/2RMFRIITT2）由電壓、電流瞬時值表達式可得出瞬時功率表達式，求其在一個周期內的平均值即為二極管平均關斷損耗功率（3/2/2002/1/14RRTTRMDOFSFSRRRMRSRMRSRIPFUITDFTUDITIUFT3）上述表達式的物理意義可理解為一個開關周期中的能量乘以開關頻率，即為單位時間的能量損耗；也可理解為瞬時損耗功率對單位開關周期求平均，即電壓電流乘積的積分再除以開關周期，所得結果相同。（31144DOFSRMRRMRSPFIUTITT4）由式34可知，在電路其它參數確定的情況下，二極管關斷損耗主要取決于反向恢復時間TRR和反向峰值電流IRM，實際中應當選擇TRR和IRM值較小的二極管，也可增加緩沖電路，抑制反向電流變化率，從而減小IRM和PDOFF。（2）通態損耗二極管的通態損耗由正向導通壓降和正向通態電流的積乘確定，但通常的計算中，用于計算損耗功率的正向壓降是如圖33中的UF，因為UF是數據手冊中常給出的數據。實際上的二極管正向通態壓降UF與UF并不相等，這樣計算出的損耗大小也并不準確。考慮到實際壓降UF不易測量，可將功率損耗分為兩部分計算如圖33中二極管正向特性曲線上的黑點表示二極管所處的工作狀態，通態損耗應為瞬時電壓電流乘積IFUF，即為圖中兩個矩形和的面積之和，利用數據手冊上的斜率電阻RD，將快恢二極管通態損耗表示為式35。UFIFUF12圖33快恢二極管正向靜態輸出特性（322000111SSSTTTDCONFDFDAVRMSPIRDTITIDTRIIAA5）由式35可知，要減小通態損耗，不僅要選用低導通電阻的二極管，同時還要考慮開啟電壓。（3）開通損耗開通損耗產生的主要原因是在開通初期，二極管正向壓降有較高的浮動，如圖31所示，所持續的時間為正向開通時間TFR。產生較高初始導通壓降的原因有二其一，在導通初期電流較小時，電導調制不明顯，二極管的通態電阻主要是中央區的歐姆電阻，其值較大且為固定，因此電流從零增加使正向壓降增加較快，隨著電流逐漸升高，載流子濃度增大，電導調制效應開始顯現，通態壓降才逐漸降低；其二，導通初期快速上升的電流變化率在器件寄生電感上產生額外的正向壓降。將快恢復二極管開通過程用下面的折線的組成表示為圖34所示。TFRIFUFTIFUFM圖34快恢二極管開通過程簡化波形以正向恢復時間TFR的起點初始時刻，圖34電壓電流表達式為（3/22/FRFMFRFFRFFFRTUTUTTTT6）（3/2FRFFRFRFTITITI7）所以，按照上述關斷損耗的計算思路，可將開通損耗表示為（3/2/2001/2164155433FRFRTTFMFMDONFSFFRFRFFFRFSFMFRSFMFFRSUIUPTDTIDTTITITITTA8）由式38可知，影響二極管開通損耗的主要是開能時間TFR和UFM，因此設計電路時應當盡量減少開通過程中電壓的波動和開通持續的時間。32IGBT損耗模型IGBT是適用于高壓大功率的全控型開關器件，由于是MOS與GTR的復合形式，具有電導調制特性，與高壓MOS相比，降低了通態壓降，減小了通態損耗，但由于載流子復合消散過程而使開關速度慢于MOS，因此產生了較高的開關損耗，制約其開關頻率的進一步提高。IGBT所處的工作環境分為理想阻性環境和實際感性環境理想的阻性環境是指IGBT開關過程中不受周圍器件、導線以及自身的寄生參數的影響，測試電路的負載也選用純阻性，這種環境下，IGBT開關過程中有明顯的電壓電流交疊區域的產生，分析較為方便直觀，如圖35；感性環境是指IGBT開關過程受周圍器件、導線以及自身的寄生參數的影響，尤其是寄生電感的影響，測試電路的負載選用感性負載，這種開關環境下的開關電壓電流波形與阻性環境有較大區別，如圖36。由于實際開關環境幾乎均為感性，所以后續分析將以感性開關環境的分析為主。TONUCEICUCET0ICTRTFTS圖35阻性環境下IGBT開關過程動態簡化波形TONUCEICUCET0IC1TRTFTSIC2UCEP圖36感性環境下IGBT開關過程動態簡化波形IGBT的損耗分為四部分開通損耗，關斷損耗，通態損耗，驅動損耗50。前三種是IGBT的主要損耗，也是影響電路效率的主要因素，開通損耗和關斷損耗共稱為開關損耗，在高電壓、高開關頻率下，開關損耗占主要成分，在低壓大電流下，通態損耗占主導地位。（1）開通損耗IGBT的開通過程受開關環境影響很大，比二極管開關要復雜很多。經計算和對比波形，可得出開通損耗主要由三部分組成，這三者不一定同時具備，但均有助于分析開通損耗產生的機理，現一一討論A）忽略其它器件對IGBT工作的影響，電流IC上升和電壓UCE下降的交疊部分產生的損耗，用PQON1表示。這部分損耗主要取決于器件所處的開關環境，在感性開關環境中，由于電感緩流作用，往往很小可忽略，但在純阻性開關環境不可忽略；B）電感工作于CCM時，IGBT開通對應快恢二極管的關斷，IGBT的開通過渡過程中，快恢二極管也同時完成了反向恢復，其反向恢復電流會流過IGBT，或經過變壓器耦合的反饋電流流過IGBT，產生了IGBT開通的一部分損耗，用PQON2表示，這個值近似等于快恢復二極管的關斷損耗；C）IGBT并聯電容CCE（包括寄生電容和吸收電容之和）在開通前存儲有電能，開通時會在IGBT內部產生容性開通損耗，用PQON3表示，當開關管關聯緩沖電容時，或其寄生電容較大時，這部分損耗應當引起重視。IGBT的開通損耗可表示為三者之和，即（3QONQON123P9）現分別討論兩種不同性質開關環境下的開通損耗計算方法，從而確定其主要影響因素。1）純阻性開關環境純阻性開關環境下，開通損耗包含了前文中所講的三個部分，若忽略IGBT的正向導通壓降，分析圖35中電壓、電流波形，可得出開通過程中，以電壓下降時刻為時間起點，在TR時間內，電壓、電流的瞬時值表達式為（310）CRIIT（311）ECERVUTT各部分開通損耗計算如下（312）QON00112316RRTTCCECESSRRERSRCESRCSIUPIVTDTDTTIUITTF（313）QONDF142SRMRPFIUT（314）23SCE總的開通損耗表達式為（315）QONQON21116423SRCESRMCERSCEPPFTIUFITFU2）感性開關環境UCE（200V/格）IC（10A/格）UCEICT（5US/格）圖37IGBT開通過程實際波形圖37為雙向全橋DC/DC變換器測實的IGBT開通過程波形，與圖36的理論分析相吻合。感性開關環境下的開通過程，流過IGBT的電流因電感的作用上升緩慢，使得電壓、電流在暫態過渡過程中重疊面積很小，極大地減小了PQON1，相比關斷損耗和通態損耗，其值很小可忽略，而其它部分的損耗表達式同阻性環境，因此總的損耗可表示為（316）QONQON211423SRMCERSCEPPFIUTF由式316可知，實際中大多數情況下IGBT開通損耗是受快恢二極管和并聯電容的影響，因此為減小開通損耗，除選用反向恢復特性良好的二極管外，還需注意減小并聯電容的放電電流，R