第一章與移動通信相關的射頻知識簡介 1 1.1.1長線和分布參數的概念 1.1.2射頻傳輸線終端短路 31.1.3射頻傳輸線終端開路 41.1.4射頻傳輸線終端完全匹配 41.1.5射頻傳輸線終端不完全匹配 5 51.1.7射頻各種饋線 61.1.8從低頻的集中參數的諧振回路向射頻圓柱形諧振腔過渡 91.2無線電頻段和波段命名 91.3移動通信系統使用頻段 91.4第一代移動通信系統及其主要特點 1.5第二代移動通信系統及其主要特點 1.6第三代移動通信系統及其主要特點 1.7何謂“雙工”方式？何謂“多址”方式 1.8發信功率及其單位換算 1.9接收機的熱噪聲功率電平 1.10接收機底噪及接收靈敏度 1.11電場強度、電壓及功率電平的換算 1.12G網的全速率和半速率信道 1.13G網設計中選用哪個信道的發射功率作為參考功率 1.14G網的傳輸時延，時間提前量和最大小區半徑的限制 第二章天線 2.1天線概述 2.1.2天線的起源和發展 2.1.3天線在移動通信中的應用 2.1.4無線電波 2.1.5無線電波的頻率與波長 2.1.6偶極子 2.1.7頻率范圍 2.1.8天線如何控制無線輻射能量走向 2.2天線的基本特性 2.2.1增益 2.2.2波瓣寬度 2.2.4前后比 2.2.10天線參數在無線組網中的作用 2.2.11通信方程式 2.3．網絡優化中天線 2.3.1網絡優化中天線的作用 2.3.2天線分集技術 2.3.3遙控電調電下傾天線 33.1陸地移動通信中無線電波傳播的主要特點 33.2快衰落遵循什么分布規律，基本特征和克服方法 43.3慢衰落遵循什么分布規律，基本特征及對工程設計參數的影響 43.4什么是自由空間的傳播模式 53.52G系統的宏小區傳播模式 53.63G系統的宏小區傳播模式 63.7微小區傳播模式 63.8室內傳播模式 93.9接收靈敏度、最低功率電平和無線覆蓋區位置百分比的關系 3.10全鏈路平衡和最大允許路徑損耗 4.1電磁兼容（EMC）與電磁干擾（EMI） 4.2同頻干擾和同頻干擾保護比 4.3鄰道干擾和鄰道選擇性 4.4發信機的（三階）互調干擾輻射 4.5收信機的互調干擾響應 4.6收信機的雜散響應和強干擾阻塞 4.8寬帶噪聲電平及歸一化噪聲功率電平 4.9關于噪聲增量和系統容量 4.10直放站對基站的噪聲增量 4.11IS-95CDMA對GSM基站的干擾 4.133G系統電磁干擾 4.14PHS系統與3G系統之間的互干擾 4.15GSM系統與3G系統之間的互干擾 第五章室內覆蓋交流問題應答 5．1、目前GSM室內覆蓋無線直放站作信源站點數量達60%，WCDMA的建設中，此類站點太5.2、高層窗邊的室內覆蓋信號場強難以做到主導，而室內窗邊將是數據業務需求的高發區5.3、有廠家建議室內覆蓋不用干放，全用無源覆蓋分布，我們如何考慮？5.4、室內覆蓋中，HSDPA引入后，有何新要求？5.7、室內覆蓋時延分集增益。射頻是指該頻率的載波功率能通過天線發射出去（反之亦然以交變的電磁場形式在自由空間以光速傳播，碰到不同介質時傳播速率發生變化，也會發生電磁波反射、折射、繞射、穿透等，引起各種損耗。在金屬線傳輸時具有趨膚效應現象。該頻率在各種無源和有源電路中R、L、C各參數反映出是分布參數。因此說所謂射頻RF（RadioFrequency）是指頻率較高，可用于發射無線電頻率，一般常指幾十到幾百兆赫的頻段，即VHF-UHF頻段。而更高的頻率，則稱為微波。廣義地說，在無線電頻譜上微波是指頻率為300MHz-300GHz的無線電波，其相應的波長范圍是在1m～0.1mm;一般更具體的指1～30GHz頻段，即波長在厘米范圍的厘米波。頻率更高的則稱之為毫米波、亞毫米波段。因而，移動通信中的CDMA、GSM等系統所采用的800MHz、900MHz頻段屬于射頻RF范疇，也）；綜觀無線電頻譜，頻率從極低一直到非常高，波長從超長波一直到亞毫米波段再到光波、紫外，不同頻段的無線電波其特性也截然不同。我們必須了解這一點，并學會用不同的概念、技術和方法來處理問題。在移動通信所工作的射頻和微波頻段，如果只沿用低頻的概念和技術來研究和處理問題，必然是行不通。眾所周知，室內分布系統大多采用同軸電纜來傳輸移動通信信號或能量。那么，人們為什么不繼續采用工頻50Hz的雙絞電源線或以前VHF頻段電視機常用的扁平雙線饋線？同軸電纜又具有那這里，首先介紹一下射頻和微波傳輸線的概念。用來傳輸電磁能量的線路統稱為傳輸系統，由傳輸系統引導向一定方向傳輸的電磁波稱為導行波。在低頻電路中，導線（或說是低頻率傳輸線）只起連接的作用。在同一導線（例如長為60cm）的兩端，都認為它們是同電位的，電流也相等，也就是屬于同一點。但是，如果線上傳輸的是射頻這里存在兩個概念問題，一是線的“長度”如何準確描述，二是集中參數和分布參數的概念。圖1-1所示為線上的電流或電壓隨空間位置的分布情況，圖1-1（a）表示的是半波長的波形圖，AB流或電壓的幅度和相位均有很大變化，如圖1-1(b)所示，此時的線段AB即應視為“長線”。AABBA(a)短線情況b）長線情況對長度而是以其相對長度，即以它與波長比值的相對大小來區分的。我們把傳輸線的幾何長度（l）與其上傳輸電信號的波長(λ)之比l/λ,稱為傳輸線的相對長度或者叫電長度。在射頻和微波領域，波長λ通常以cm計。比如一根傳輸3G移動通信信號（如WCDMA）的同軸電纜，雖然只有30cm長，但它已大約是工作波長的兩倍，當然屬于“長線”；相反，輸送工頻市電的電力線即使僅有2km長，但與其波長（6000km）相比就是非常短的了，因此微波傳輸線基本上都屬于“長線”的范疇，因此描述傳輸線特性和電壓或電流沿線傳輸規律的傳輸線理論又稱為長線理論。一般的說，只要線的幾何長度l與其傳輸電信號的波長λ可以比擬時（通電壓和電流在傳輸線上是以波的形式傳輸并將信號或能量從電源傳送至負載，這樣就可以理解線上各點的電壓或電流不相同的道理。同一時刻各點電壓或電流的幅度不相同，同一點上的電壓或電流的幅度又隨著時間而改變，這就是波的概念。用數學術語來說就是電壓和電流即是位置的函數，又是時間的函數，即u(z,t)和i(z，t)。為什么呢？這是因為傳輸線上處處存在分布電阻、分布電感，線間處處存在分布電容和漏電導。電磁場理論告訴我們，當電信號通過傳輸線時將產生如下分布參數效應：電流流過導線時發熱，表明導線本身具有分布電阻；由于導線中通過電流，周圍將有磁場，因而導線存在分布電感效應；由于導線間有電壓，導線間便有電場，于是導線間存在分布電容效應；由于導線間絕緣不完善而存在漏電流，表明導線間處處有分布電導。頻率低時，這些分布參數效應完全可以忽略不計，所以低頻只考慮時間因子而忽略空間效應，因而把低頻電路當作集中參數電路來處理是允許的。但是，頻率升高后，分布參數引起的效應不能再忽視了；傳輸線不能僅當作連接線，它將形成分布參數電路，參與并影響電壓和電流的傳輸。因而傳輸線在電路中所引起的效應必須用傳輸線理論來研究和表述。我們用R1,L1,C1,G1分別表示傳輸線單位長度的電阻，電感，電容和電導，它們的數值與傳輸線類型、截面尺寸、導體材料、填充介質等有關。假設均勻傳輸線上取任一無限小線元dz(dz<<λ),則線元上都分布有一定大小的電阻R1dz和電感L1dz;此線元間都分布有一定大小的電容C1dz和電導G1dz。在此無限小線元上，我們可以把它看成一集中參數電路，其集中電阻、電感、電容和電導，分別為R1dz，L1dz，C1dz和G1dz，可用Г形網絡來等效（也可用T形或π形網絡來等效如圖1-2（a）所示。整個傳輸線則可看成是有許多線元的四端網絡鏈聯而成的分布參數電路，如圖1-2（b）所示。對于無耗線（R1=0,G1=0其等效Z1Z1Z1Z1（a）等效電路b）分布參數電路c）無耗線等效電路有了上述等效電路，就容易解釋傳輸線上的電壓、電流不相同的現象。參看圖1-2（b由于aa＇和bb＇之間有串聯電阻存在，兩處的阻抗不相等，因而兩處的電壓也不想等；由于線間并聯回路的存在，通過a和b點的電流也不相同。同時還可以看出，當接通電源后，電源通過分布電感逐次向分布電容充電，并形成向負載傳輸的電壓波和電流波。就是說，電壓和電流是以波的形式在傳輸線上傳輸，并將能量或信號從電源傳送至負載。當射頻傳輸線終端短路時信號為全反射。EQ\*jc3\*hps34\o\al(\s\up11(反射點的反射電壓),反射點的入射電壓)即電壓駐波比無窮大）無耗短路線的駐波特性當射頻傳輸線終端開路時，信號為全反射。1-Γ無耗開路線的駐波特性當射頻傳輸線終端阻抗ZL完全等于傳輸線特性阻抗Z0時，信號無反射，電壓反射系數Γ=0，1-ΓZLZLZ0當射頻傳輸線阻抗ZL不完全等于傳輸線特性阻抗Z0時，信號有局部反射，電壓反射系數0<Γ<1。電壓駐波比在工程上常用回波損耗RL表示，對應關系如下表：相應公式在各種反射系數下，電壓駐波的分布如圖（1-3）所示。駐波有若干重要特性，歸結如下：1.駐波最大點或最小點之間的距離為λg/2，電壓的最大點對應于電流的最小點，反之，電壓的最小點對應于電流的最大點。2.如終端開路，短路或為純電抗，則沿線電壓和電流間相角差為90o，如終端為一阻抗，則沿線的電在電壓最大處的輸入電阻為最大電阻，電壓最小點的電阻為最小電阻。XXXε為介質的介電常數r3）帶狀線，又稱三板線、板線或介質夾層線帶狀線的結構及場分布4）同軸線向帶狀線演化微帶線的結構及電磁場分布這是一種非對稱性雙導體平面傳輸系統，它具有一個中心導體帶條和一個接地板，可以看成是由平行雙線演變而來的，在雙導體中間放一導體平面構成鏡像，再去掉一根圓柱導體就變成微帶線，如下圖：123456789極低頻（ELF）超低頻（SLF）特低頻（ULF）甚低頻（VLF）低頻（LF）甚高頻（VHF）特高頻（UHF）極高頻（EHF）至高頻（含上限、不含下限）極長波超長波特長波甚長波分米波厘米波微波毫米波絲米波（含下限、不含上限）ITU以及各國家無線電主管部門為移動業務劃分和分配了多個頻段。考慮到無線電波傳播的特點，移動業務使用的頻段主要都在3GHz以下。確定移動通信工作頻段可從以下幾方面來考慮：①電波傳播特性；②環境噪聲及干擾的影響；③服務區范圍、地形和障礙物影響以及建筑物的滲透性能；④設備小型化；⑤與已經開發的頻段的干擾協調和兼容性；⑥用戶需求及應用的特點。根據ITU的規定，在5GHz以下，劃分給陸地移動業務的主要頻率表1.2ITU5GHz以下陸地移動通信的主要頻率范圍（MHz）（與廣播共用）（與廣播共用）（與廣播共用）（與廣播共用）（與廣播共用）在民用的移動通信中，用于蜂窩移動通信使用的頻段具體安排如下：移動臺發移動臺發基站發，共6MHz數字CDMA系統頻率安排如下：移動臺發移動臺發EQ\*jc3\*hps31\o\al(\s\up16(1),1)EQ\*jc3\*hps31\o\al(\s\up16(7),8)EQ\*jc3\*hps31\o\al(\s\up16(1),0)EQ\*jc3\*hps31\o\al(\s\up16(0),5)EQ\*jc3\*hps31\o\al(\s\up16(1),1)EQ\*jc3\*hps31\o\al(\s\up16(7),8)EQ\*jc3\*hps31\o\al(\s\up16(8),8)EQ\*jc3\*hps31\o\al(\s\up16(5),0)EQ\*jc3\*hps31\o\al(\s\up16(MH),MH)EQ\*jc3\*hps31\o\al(\s\up16(z),z)EQ\*jc3\*hps31\o\al(\s\up16(移動臺),基站發)目前正趨于實用化的第三代移動通信，即IMT-2000。其使用的核心頻段為移動臺發基站發移動臺發為滿足第三代（3G）蜂窩移動通信技術和業務發展的需求，中國于2002年對3G系統使用的頻譜①第三代公眾蜂窩移動通信系統的主要工作頻段：②第三代公眾蜂窩移動通信系統的補充工作頻段：時分雙工(TDD)方式：2300~2400MHz，與行）作為GSM-R（EGSM）系統使用的頻段；為滿足射頻電子標簽業務發展的需要，將840~845MHz和近代的陸地移動通信系統，也稱為蜂窩移動通信系統；自80年代起，已歷經三代。第一代的主要特③頻率復用的蜂窩小區組網方式和越區切換；④無線信道的隨機變參特征使無線電波受多徑快衰落和陰影慢衰落的影響⑤環境噪聲和多類電磁干擾的影響；⑥無法與固定網迅速向數字化推進相適應，數據業務很難開展；第二代蜂窩移動通信系統以數字傳輸方式實現話音和低速數據業務，以GSM為主,IS-95CDMA為輔。主要商用時間從90年代中期開始到現在。①低速率話音編碼技術和數字調制；②每載波多路、時分多址或碼分多址接入；④與固定網向數字化推進相適應，具有中低速數據承載業務能力；⑤先進的開放的技術規范（如A接口和U接口有利于形成既競爭又相互促進的機制；第三代蜂窩移動通信系統以更高速的數據業務和更好的頻譜利用率為目標，采用寬帶CDMA為主流技術，目前已形成三種空中接口標準，即WCDMA、TD-SCDMA和CDMA2000。今后十年內將逐步替代第二代系統而成為主流。①新型的調制技術，包括多載波調制和可變速率調制技術；⑥多用戶檢測技術以消除和降低多址干擾；⑦可與固定網中的電路交換和分組交換網很好地相適“雙工”（Duplexer）是相對于“單工”而言的收發信機工作方式。在無線對講（集群）電話問世之初，由于技術及成本因素，發信機采用了“按下講話”的方式，即有一個通話按鈕，按下時表示發信，進步和制造成本的下降，使雙工濾波器能夠在各類工作頻段都能隨意使用，從而使無線對講電話也能像固定電話那樣同時接收和發送，不需要在講話時按下按鈕,這種通話方式就是“雙工”方式。“多址”（MultiAccess）是指在多信道共用系統中，終端用戶選擇通信對象的傳輸方式，在陸地蜂為了便于計算，發信功率單位也可用“毫瓦”（mW）表示，同樣任何一個無線通信接收機能否正常工作，不僅取決于所能獲得的輸入信號的大小，而且也與其內部噪聲以及外部噪聲和干擾的大小有關。接收機內部噪聲也稱為熱噪聲，它是由電子運動所產生的，其定義是指當溫度為290°K（17°C）時，由接收機通帶（通常由接收機中頻帶寬所決定）所截獲的熱噪聲功率電平。No=KTB（W）接收機帶寬如用dBW表示，可寫為接收機底噪：熱噪聲+NF（接收機噪聲系數）接收靈敏度:接收機底噪+C/I(載干比)由于半波偶極天線的特性阻抗是73.13Ω,而移動通信接收機的輸入阻抗通常為50Ω,因此，接收機的輸入開路電壓λ例如：對于900MHz頻段，λ=0.33m，當采用半波偶極天線時，輸入電壓A與接收場強E之間的關若采用其他增益天線，只需加上該天線相對于半波偶極天線的增益GD即可。對于移動通信系統，按慣例是以電動勢（開路電壓）作為靈敏度指標值。因此，其電壓與功率的換A2Pi=RGSM系統的語音編碼采用規則脈沖激勵——長期線性預測（RPE—LTP）編譯碼方式，根據速率不同可以分為全速率和半速率兩種信道。當編碼器每20ms取樣一次，線性預測聲域分析抽頭為8時，輸GSM系統是一個TDMA時分多址系統，在G網作功率規劃時，是以相對恒定的BCCH信道功率作為參考功率進行規劃的。對于話音信道的功率是可變化的。G網上行傳輸方向，在隨機接入信道（RACH）上傳送，用于移動用戶（通過基站）向網絡提出接由于移動臺距基站的距離是可變的，因而其傳播時延也是變動的，為了保證基站接收機能夠準確地接收任一移動臺的申請，故在接入信道尾部設立較長的防護段，稱為擴展保護期，占68.25比特，約但是，保護期的增加實際上是增加了傳輸開銷，也即降低了信息傳輸速率，因此，G用了自適應的幀調整技術。一旦移動臺通過接入信道登記，基站便連續地測試傳播時延，并在慢速輔助控制信道上以2次/秒向移動臺發出時間提前量指令，其值為0～233μs，移動臺按此指令進行自適應幀調整，使得移動臺向基站發送的時間與基站接收的時隙相一致。從基站的角度看，下行方向延時3個時隙（BP）就可以得到上行方向的結構，也就是上行時隙與其對應的下行時隙號有3個偏移，這是GSM規范中規定的。從移動臺的角度看，為了彌補傳輸時延變化的影響，用一個時間值來補償傳播時延，以調整收發時延始終保持在3BP，這個數值稱為時間提前量TA（TimingAdvance）。此時，從MS的角度看傳播時延量計算并通知MS，如下圖所示：TXTXTATX時間提前量的結構圖隙正常運用時）的小區覆蓋最大半徑只能是35Km。當然，GSM也允許特殊的稀路由狀態下，將8個時隙合并為4個時隙，甚至2個時隙或1個時隙，此時，允許的小區覆蓋半徑最大可達290Km。眾所周知，GSM是以數字話音業務為主的低速率移動通信系統，且只能完成電路數據交換，遠不能滿足移動數據業務的要求。作為一種改進，以現有GSM網絡為基礎，疊加一個支持高速分組數據傳輸的網絡，將數據業務的速率從9.6kb/s提高一個量級，從而推出了G除了運營軟件需相應升級以外，GPRS需對原有網絡進行一些改動，增加新的設備如業務支持節點GPRS是移動通信技術和數據通信技術的完美結晶，它可以在保證話音業務的同時，利用無線信道的空閑資源完成分組數據業務，大大地提高了GSM無線頻率資源的利用率。理論上講，如果將每個載頻8個全速率時隙都用來傳送數據的話，最高可以提供171kb/s的傳輸速率。但實際上由于受容量和調制方式的限制，其速率一般也只能到幾十kb/s。GPRS定義了四種不同的編碼方案，即稱為CS-1到雖然GPRS采用了多時隙操作模式，但也只能將傳輸速率提高到幾十kb/s，受限制的主要因素在于GMSK的調制方式。為了進一步提高GSM系統的容量，歐洲電信標準協會（ETSI）推出了一種增強數EDGE系統引入了多電平調制方式——8PSK調制，使用戶數據信道每時隙的比特率從22.8kb/s提盡管EDGE理論上可以達到的最高碼率約每幀560kb/s,但實際上它還要受移動速度的限制,隨著速度通信：微波接力、衛星、移動通信……移動通信：集群、尋呼、無繩、蜂窩……）；400MHzis~集中性更強集中性更強“扇形天線”中的反射板將能量聚焦到一個方向，進一步提高了天線的增益。在這個例子中，扇形天線的增益比單一偶極子的增益為：dBi：用點源天線(i)作為標準天線上旁瓣抑制上旁瓣抑制(dB)上旁瓣上旁瓣上旁瓣上旁瓣上旁瓣上旁瓣機械下傾角立體下傾圖目的是盡可能減少后向輻射功率，減少對其他基站的干擾為實現良好的性能，阻抗需達到匹配狀態駐波比（VSWR）:VoltageSta那么，駐波比差，到底有哪些壞處？在工程上可況下測的；有了反射功率，就增大了能量損減小的輻減小輻射功 不要盲目一味追求低的駐波比！A、雙極化天線：減少天線數量Rx1/Tx1/Rx2/Tx2Rx1/Tx1Rx2/Tx2雙極化天線普通天線B、雙極化天線常規連接方法天天A天A器功器雙功器S當S=S’時，手機天線與主波束夾角θ’正處于天線波束零點，此時手機天線處照射功率為0；同樣當手機處于S=S’’時，也收不到信號，這就是有好的無線網絡，更不會有高質量的無線移動通信服務。遠場距離內有阻擋物/反射物影響一/二副天線——分集效果-1--2-變形，必然產生越區覆蓋；而電下傾時，水平方向圖基本保持不變。機械下傾10°機械下傾由此可看出采用機械下傾天線在網絡優化中所存在的問題，也可看出采用電下傾天線在性能上遠遠優于機械下傾天線。-3-陸地移動通信中無線電波傳播有兩個最顯著的特點：第一、隨著移動體的行進，由于建筑物、樹林、起伏的地形及其他人為的、自然的障礙物的連續變化，接收信號場強會產生兩種衰落，即多徑快衰落和陰影慢衰落。前者是快速的微觀變化，故稱之為快衰落；后者是緩慢的宏觀變化，是由阻擋物引起的陰影效應所造成的慢衰落。這兩種衰落疊加在一起就是陸地移動通信電波傳播的主第二、在城市環境中，衰落信號的平均場強與自由空間或光滑球面傳播相比要小得多，并且接收信號的質量還要受到環境噪聲的嚴重影響。通常移動通信電波傳播的路徑（中值）損耗與距離和頻率有關，與收發天線的高度有關，也與地形地貌有關。各類場強預測模式都是人工模型，就是以某些特定的地形為基礎，經過大量測試及計算機模擬分析以后提出的參考標準，隨后再加以修正。當工作頻率確定以后，在特定的天線高度下，人工傳播模型都有三個特征值：斷點、斜率和附加修正因子。dLP=A+Blg0+CA——當d=d0時的路徑中值損耗，d0即為斷點-4-B——路徑（中值）損耗隨距離而變化的斜率（衰減因子）C——對地形地貌的修正因子在移動通信傳播環境中，到達移動臺天線的信號不是單一路徑，而是來自許多路徑的眾多反射波的合成。由于電波通過各個路徑的距離不同，因而各條路徑的反射波到達的時間不同，相位也不同。不同相位和幅度的多個信號在接收端疊加，有時同相增強，有時反相減弱。這樣，接收信號的幅度將急劇變化，即產生了衰落。這種衰落是由多徑傳播所引起的，稱為多徑快衰落。它的變化速率與移動體行進速度及工作頻率（波長）有關，其變化范圍可達數十分貝。衰落的平均速率為2v/λ（v為車速大量統計結果表明，絕大多數的多徑衰落遵循瑞利（Raxleigh）分布。一般來說，模擬移動通信系統主要考慮接收信號幅度的變化；而數字移動通信系統還需考慮信號在第二代和第三代數字移動通信系統中，都采用了以下三個措施減少多徑快衰落加信號的冗余度，并進行時間分集；②利用快速功控和（接收和/或發信）分集緩解功率損失；③使用多個Rake接收指峰進行多徑分集接收，更好地集中能量。在移動通信傳播環境中，電波在傳播路徑上遇到起伏的山丘、建筑物、樹林等障礙物阻擋，形成電波的陰影區，就會造成信號場強中值的緩慢變化，引起衰落。通常把這種現象稱為陰影效應，由此引起的衰落又稱為陰影慢衰落。另外，由于氣象條件的變化，電波折射系數隨時間的平緩變化，使得同一地點接收到的信號場強中值也隨時間緩慢地變化。但因為在陸地移動通信中隨著時間的慢變化遠小于隨地形的慢變化，因而常常在工程設計中忽略了隨時間的慢變化，而僅考慮隨地形的慢變化。慢衰落的速率與頻率無關，主要取決于阻擋物的尺寸和結構以及收發天線的高度和移動體的速度；而慢衰落的深度取決于信號頻率和阻擋物的材質。大量統計數據表明，陰影衰落服從對數—正態分布，正態分布有兩個特征值，即-5-均值(μ)和偏差(σ),按照對數—正態分布的特征可知，當覆蓋區邊緣的接收場強中值恰巧等于均值(μ)時，系統接收場強沒有余量，只能保證覆蓋區邊緣50%在移動通信系統的無線工程設計中，必須提供接收場強的余量才能保證更多地點的可通率，這個余量與偏差(σ)有關。按對數—正態分布規律0σ覆蓋區邊緣可通率（%）而σ值根據不同地形特征由實測得到，也可根據國際電聯的相關推薦數據進行比所謂自由空間是指相對介電常數和相對磁導率均恒為1的均勻介質所存在的空間，這相當于一個真空的空間，在360°的球體具有各向同性，電導率為零等特性。自由空間傳播與真空傳播一樣，只有擴散損耗的色散等等現象，其傳播速度等于光速，因此，自由空間是一種科學的抽象，但它可以作為實際傳播模式的參考。特別在室內視線可見的范圍內，其傳播模式非常接近于自自由空間的路徑中值損耗d：收發天線間距（km）為第二代移動通信系統中城市宏小區傳播模型。-6-前述奧村模式工作頻率的上限只有1500MHz。因此，歐洲科學和技術研究協會式中，CM為大城市中心校正因子。在中小城市和郊區，CM=0，在市中心，CM=3dB隨著3G的問世，微小區覆蓋更顯重要，我們介紹兩種傳播模型該模型廣泛用于建筑物高度近似一致的市、郊小區，該模型考慮了自由空間損耗、從建筑物頂到街面的損耗以及街道走向對電波傳播衰耗的影響。如圖所示為該模型的傳播示意圖①①低基站天線情況如果電波在街道形成的峽谷中存在一個自由的視距可見（LOS）路徑的話，它與自由空間的傳播特性是有差別的。②高基站天線傳播LLLL式中，bf為自由空間損耗，即LL=L=hR+LhRL>hmLori為街道方向因子，即電波方向與街道方向之夾角。-10～-10～+2.50°≤φ-7-Lori-8-35°≤φ<55°55°≤φ<90°Lmsd為多重屏繞射損耗L其中bsh和基站天線相對于建筑物高度有關ΔhΔhbab/hRhR：3×樓層數+屋頂參數hb＞hRhbhb≤hRhRhb＞hRhb≤hR樹木密度適中的中等城市和郊區中心大城市中心——雙線模型雙線模型的基本假設是：從發射天線到接收天線有兩條路徑，即視距可見直-9-達波和地面反射波。其路徑損耗為收發之間距離d的函數，并且可以用3條不同斜率的線段來表示。雙線模型中首先要確定一個突發點，即發射天線到該點的距離恰好是從發射到接收的第一菲涅爾半徑橢球碰到地面的那一點的距離。d≥4db對于建筑物相對較少的微小區，采用雙線模型是比較合適的。電波傳播模型相應多種多樣。本文著重介紹在測試的基礎上總結出來的三種傳播模型，可供移動通信室覆蓋預測參考用。1）室內小尺度路徑損耗室內小尺度路徑損耗是指短距離、短時間內快速衰落（衰落深度達20~40dB)表示近地參考距離（d0=3~10λ),自由空間衰減值Xδ表示標準偏差6（3~14）的正態隨機變量這一模型靈活性很強，預測路徑損耗與測量值的標準偏差為4dB衰減因子模型表達式-10-n在室內可以認為是自由空間受限的傳播路徑，這一模型靈活性很強，預測路徑損耗與測量值的標準偏差為4dB，其傳播模型表達式為：由于室內傳播非常復雜，預測出的場強和實際測量值存在一定偏差，工程設計測值對傳播模型進行修正。通常，在進行項目設計時，我們會得到一個數據，即所需覆蓋區邊緣的可通率和最與這個數據有關的技術指標主要是：*接收機靈敏度SV（dBm*在實際噪聲環境中的惡化量d（dB*對覆蓋區及其邊緣的可通信概率（%）這些參數之間的關系可用下式表示：V—接收機靈敏度指標值（dBm）d—在實際噪聲環境中的惡化量d（dB）σ—陰影慢衰落的偏差值（dB）x—與覆蓋區邊緣的可通率有關的系數射頻輸入端所需的最低信號電平，通常用功率電平（dBm）表示。當一個接收機置于實際通信環境中時，由于噪聲及多徑衰落的影響，其誤碼性能將被惡化，此時，為了保證誤碼性能達到系統的要求，就必須加大射頻輸入端的-11-信號電平到SV+d，d值即實際環境中由于噪聲和多徑衰落造成的惡化量。接下來的問題是，當覆蓋區邊緣信號電平達到接收機需要的最低輸入保護電平答案是能保證，但不能完全保證。因為移動通信的電波傳播陰影慢衰落特性，服從對數—正態分布。因此必須具有一定的衰落余量才能保證需要的通信效果，在工程上歸結為覆蓋區邊緣或整個覆蓋區的可通信概率。通信概率與系統余量的關系見下圖：當系統余量為0時，覆蓋區邊緣可通概率為50%當系統余量為1σ時，覆蓋區邊緣可通概率為84%當系統余量為2σ時，覆蓋區邊緣可通概率為97%當系統余量為3σ時，覆蓋區邊緣可通概率為99.7%當系統余量為1.28σ時，覆蓋區邊緣可通概率為90%接收靈敏度、最低功率電平與覆蓋區位置百分比關系6dB時，如果需要覆蓋區邊緣可通率為90%，其最低信號功率電平應為：由于無線覆蓋區工程設計涉及諸多參數，且上、下行也有較大區別，因此，在無線覆蓋區設計中需進行全鏈路預算，其目的主要是：③對于3G系統，還需驗證不同數據業務（同等的QOS）鏈路的平衡問題。-12-實際的路徑損耗中值（按確定的損耗模式）相比較。允許最大路徑損耗=發射功率+發信天線增益+收信天線增益+軟切換增益-接收靈敏度－干擾儲備－饋線等附加損耗-人體損耗－陰影（慢）衰落儲備≥按確定模式計算的實際路徑損耗中值所謂電磁兼容性，是指電子設備或系統工作在指定的環境中，不致由于無意的電磁輻射而遭受或引起不能容忍的性能下降或發生故障的抑制能力。電磁兼容的反面即電磁干擾，欲解決電磁兼容性問題，必須從分析系統和系統間從無線信號的干擾產生的機理來看，應該將干擾分為如下幾類：（1）同信道干擾與有用信號載頻相同的無用信號對有用信號接收機造成的干擾均稱為同信道干擾，也可稱為同頻干擾；（2）鄰道干擾由相鄰信道的信號發射功率落入相鄰信道的接收機通帶內造（3）帶外干擾由發射機的諧波或雜散輻射落到有用信號接收機通帶內所造成的干擾稱為帶外干擾，也可稱為帶外雜散干擾；（4）互調干擾包括發射機互調干擾和接收機互調干擾。當多部發射機載頻信號落入另一部發射機時，由于在非線性作用下相互調制，產生不需要的組合頻率產物，從而對與這些組合頻率相同的接收機造成干擾，稱為發射機互調干擾；當多個強信號同時進入一部接收機時，在接收機非線性作用下產生組合頻率產物，落入接收機通帶內所造成的干擾，稱-13-（5）阻塞干擾當接收機收到一個強干擾信號時，會使其靈敏度降低，嚴重時會造成通信中斷，稱為阻塞干擾；（6）來自工、科、醫等非無線電設備的干擾一些非無線電設備在運行時產生的無線電波輻射，對無線電臺（站）會產生有害干擾，稱為非無線電設備輻射干擾。主要包括工業用的高頻爐，熱合機，高壓電線，發電機和電動機等；交通工具如摩托車，汽車，電車，輪船點火系統等；醫療用高頻設備，X光機以及在移動通信系統中，通信鏈路對于上述六類干擾和噪聲的影響都需要協調。分析它們之間的電磁干擾將是移動通信建設和運營部門迫在眉睫的重大課題。顧名思義，當接收機接收到的無用信號的頻率與有用信號相同時，即稱為同頻干擾。在蜂窩移動通信網中，相同的頻率在隔開一段距離以后被重復使用，這一原理是蜂窩系統的精髓所在，也是解決系統容量和提高頻譜利用率的根本途徑。但由此帶來的問題是系統內的同頻干擾。為了使系統能正常工作，由于頻率復用引起的同頻干擾必須是足夠小以至于可以被忽略或者至少不影響正常的通信。在G網中，通常將整個頻段分成若干頻率組k，對應分配到各小區；頻率分組愈多，整個系統內同頻小區的間隔就愈大，同頻干擾就愈小，但每區頻道數將減少，使話務量也隨之降低。合理的方式是在滿足同頻干擾保護比的前提下將k值降至最低，在全向天線狀態下，K與同頻復用距離D的關系是：式中：D為同頻小區中心間距r為小區半徑k即頻率復用系數Drr同頻復用保護距離主要取決于同頻干擾保護比（C/I）值，它與要求的信號質量、-14-傳播環境、要求的信號通信概率等因素有關。如果假定區內電波傳播衰減與距離呈4CI= 3ICCC因此，當不帶跳頻時（I=12dBk=3已趨極限。在C網和即將投入商用的3G系統中，由于采用了直接擴頻碼分多址技術，其基礎是使用一組正交（或準正交）的偽隨機碼噪聲（PN）序列通過相關處理實現選址的功能。它所采用的擴頻技術把原始信號的帶寬變換成帶寬寬得多（幾百或幾十倍）的類噪聲信號。因此在接收端僅有用信號為窄帶譜，而其余同頻的無用信號均為寬帶譜，也就是說各類信號呈現的特征是一個類噪聲的信號和諸多寬帶白噪聲。因此，碼分系統的相鄰小區的載頻可以是相同的，即k=1.33，而對碼分系統的同頻干擾的分析將歸結白噪聲的提高。相鄰頻道干擾簡稱鄰道干擾，它主要取決于接收機中頻濾波器的選擇性和發信機在相鄰頻道通帶內的邊帶噪聲。在3G系統內，由于有多個運營商共同運營，如果在一個小區內有幾個運營商且它們的工作頻道恰巧相鄰的話，則當基站站址選擇不當時，會引起較嚴重的鄰道干擾。鄰道干擾比（ACIR）取決于相鄰信道選擇性（ACS）以及發信機鄰道輻射功率鄰道干擾比（ACIR）也是兩個相鄰載波之間的耦合度。在數值上可表示為：在WCDMA上行系統中，性能要求見下表允許的最大相鄰信道泄漏功率比允許的最大相鄰信道泄漏功率比移動臺（ACS）基站（ACLR）相鄰狀況第一相鄰付載波第一相鄰付載波鄰道干擾比ACIR信道間隔這個數值可以用來計算小區內基站接收機噪聲電平的增加。-15-兩個或多個信號經過非線性傳輸電路后，將產生等間隔的互調產物，其中尤以奇階特別是三階互調最為嚴重，因此，三階互調就成為討論互調輻射的主要代表。發信機末級功放是三階互調產物產生的主要來源，當兩個系統的發信天線靠得很近時，也可能通過天線來耦合而引起三階互調輻射。三階互調干擾的危害首先取決于其產物與有用信號頻率之關系，其次取決于干擾信號的幅度以及非線性器件本身的線性度。如圖：三階產物的頻率三階產物與主信號等間隔分布ΔfΔfΔf同樣，當收信機在接收有用信號的同時收到二個或二個以上具有特殊頻率關系的無用信號時，由于收信機前端電路的非線性，當無用信號足夠大時，也將產生互調干如圖，特殊頻率關系是指兩者間隔相等(Δf）。當然Δf的大小可以使無用信號在通帶內或通帶外都可以產生干擾響應，而且無用信號無論是已調或未調的都可構成三階互調干擾響應。收信機的三階互調干擾相應將折算為同頻干擾處理，其產物也應滿足系統組網所ΔfΔf20無用信號有用信號接收機除接收有用信號外，還能收到其他頻率的無用信號。這種對其他無用信號-16-這種現象稱為接收機靈敏度抑制或強干擾阻塞。強干擾無用信號可以來自發信機的雜散輻射，但大部分情況是來自其他系統的信號輻射，特別對于終端處于運動狀況的移動通信系統而言更甚。產生靈敏度抑制或阻塞的主要原因，是由于干擾信號足夠高，使接收機產生自動增益控制，或者由于接收機的高放和/或混頻級進入飽和狀態，使接收機對有用信號的增益進入非線性，從而導致接收機靈敏度降低甚至阻塞。我們已經闡明了dBm或dBW都是用分貝數表示的絕對功率電平值，它通常，發信機的雜散輻射，鄰道輻射和互調輻射功率電平可以用絕對值（dBm）來表示，也可以用相對值（dBc）來表示。又如：GSM與PHS系統的發射功率與下行雜散輻射功率如下表所示下行發射功率下行雜散輻射下行發射功率下行雜散輻射>1GHz–30dBm率電平表示為-90dBc，計算時可以折成絕對電平發信機除了離散型（以脈沖形式出現）雜散、鄰道和互調輻射外，還有寬帶噪聲輻射；尤其是對于碼分多址系統，因為其發射信號都以直擴偽隨機碼噪聲序列形式出現，因此研究其寬帶噪聲電平的影響尤其重要。寬帶噪聲的一個特點是其頻譜延伸很寬，因此，表示寬帶噪聲電平高低需要表明-17-測試帶寬值，或者為了計算方便都將它歸一為單位赫茲的噪聲功率電平。例如：XX系統的鄰道輻射噪聲功率為-42dBc/30KHz，該系統發射功率為+24dBm，則表明該系統的鄰道輻射噪聲功率為-18dBm/30KHz或者為（-如前所述，碼分多址是第三代移動通信系統的主流技術，碼分多址系統是一個自干擾容量受限系統。上/下行容量與噪聲的增加密切相關。我國國家有關主管部門在進即干擾余量η=10×lg（1-α%）-1信道數α%：信道負荷=極限容量信道數%6α6ηη而對于TD—SCDMA系統，由于采用了時分雙工技術和多用戶檢測技術，所有用戶將分配在不同時隙內，所以不能簡單地采用噪聲提升6dB的準則進行容量估算。通常假定：當用戶滿意率為95%時得到的系統容量假設為系統的極限容量，此極限容量的75%則設置為系統正常工作時的系統容量。當一個通信系統中引入有源器件，例如直放站時,需對該系統接收機增加的噪聲進行計算分析，以不影響或很少影響原系統施主基站接收信號質量為準。-18-NpBTS＝10lg[KTB]+NfBTS直放站輸出的噪聲功率接收機噪聲系數帶寬為B(Hz)時熱噪聲功率電平'直放站的增益直放站的噪聲系數直放站的增益直放站的噪聲系數-121dBm+NfREP+GREP在'NpREP=NpREP－LPR→B（直放站至施主基站的傳播損耗）也就是說，引入直放站后，基站接收端的總噪聲功率電平NPT應為基站底躁聲NpBTS和直放站引入的NpREP的疊加其中，NpBTS=－121dBm+NfBTSN-N+G-LN-N+G-L在工程實際中，通常NfREP和NfBTS是限定值，因此噪聲增量或總噪聲應為（GREP--19-也就是說，當直放站增益比基站到直放站的傳輸損耗LPR→B小8dB時，就可以把基站下圖以GREP－LPR→B為橫坐標，畫出了該變量與基站噪聲增量ΔNBTS的關系曲線EQ\*jc3\*hps36\o\al(\s\up0(=),e)EQ\*jc3\*hps36\o\al(\s\up0(=),e)NFN量量增聲6420站雜散輻射限值及其對900MHz頻段GSM系統鄰頻共用設臺要求的通知”中明確指出鑒于兩個系統之間只有5MHz保護帶，為了防止對G網的接收產生有害干擾，必須限值CDMA800的雜散輻射電平。詳細的指表要求見下表-20-IS-95CDMA系統基站和直放站帶外各頻段雜散輻射限值頻率范圍測試帶寬極限值檢波方式有效值有效值波器的話，可以使水平間距相對減小，如下表所示：兩系統天線之間水平距離（兩系統天線之間水平距離（m）>50不需加裝濾波器Hz頻段的雜散輻射TDD方式上行接收特別易受干擾，因此需要對其進行分析。兩個時分多址系統都是以脈沖突發形式發射功率，屬離散型干擾，這種系統間干擾分析步驟應該是：①首先進行頻率關系計算，或畫出其頻率直方圖，查出是否存在同頻、鄰道及-21-②其次是了解各自的技術指標，包括發射功率、接收靈敏度、同頻干擾比和雜③如果不存在直接的頻率相互干擾，則也應計算發射主信號是否會造成接收機阻塞，以及發射雜散輻射電平是否會造成同頻干擾的問題。~~為此，我們根據設備指標列出相關參數，見下表：>1GHz-30dBm>1GHz-47dBm-22-①雙WCDMA系統中兩運營商所用載波間隔為5MHz（即沒有保護帶）時，兩系統完全可以共存，而不需要任何隔離措施。d＜R時，兩系統完全可以共存；但當d＝R時，下行鏈路可滿足要求，但上行鏈路已接近臨界，因此在實際組網時應適當調整好基站偏置，以減小d值，使系統容量損失減小。統的干擾大，并且受兩系統基站偏置距離d影響明顯。為了使系統容量損失控制在5％的范圍內，對于不同的d值及R值所要求的ACIR見下表。通常為了保證兩系統共存，工程上需要限制ACLR和ACS或者合理選用站址，盡可能使d＜R/2，而不建議兩系統之間留有保護帶。損失＜5%WCDMA上行鏈路容量損失＜5%損失＜5%WCDMA下行鏈路容量損失＜5%-23-損失＜5%WCDMA上行鏈路容量損失＜5%損失＜5%WCDMA下行鏈路容量損失＜5%全可以共存；當d=R時，系統間可能存在干擾，此時只需適當調整兩系統基站偏置間距d，而不建議限制設備指標或留保護帶。2）TD-SCDMATD-SCDMA互干擾對于TD-SCDMA系統來說，上行鏈路采用了多用戶檢測技術，另外由于每時隙內支持的用戶數不是很多，所以不能簡單地采用噪聲提升6dB的準則進行容量的估算智能天線技術是TD－SCDMA的核心技術和生命，沒有智能天線的TD－SCDMA系對于TD—SCDMA的互干擾，為盡量減少容量損失，應建議：①采用智能天線，并使系統完全同步；②當兩TD—SCDMA系統共站時，若基站間距不小于5米時，要求它們的帶外③當兩TD—SCDMA系統共存時，若基站天線可垂直放置，且間距不小于2米④當兩TD—SCDMA系統之間不建議留保護帶。TDD和FDD系統共存最主要的干擾來自TDD基站對FDD基站的干擾，雖然可以通過增大兩大系統基站間的MCL（最低耦合損耗）和ACIR，合理設置站距和控制小區半徑等措施來減少干擾，但并不能消除干擾，為此，建議采取以下措施：——限定設備的技術指標或外加濾波器當TDD系統與FDD系統共存或共站時，應相應限定TDD基站的發射指標和*當TD—SCDMA與WCDMA共站時，TD—SCDMA基站在1922.6MHz*當TD—SCDMA與WCDMA共存時，TD—SCDMA基站在1922.6MHz-24-——外加頻率保護帶*當TD—SCDMA與WCDMA共站時，需要外加16MHz的保護*當TD—SCDMA與WCDMA共存時，需要外加8MHz的保護帶；綜上所述，如果TDD與FDD系統在核心頻段上所作的頻率分配如下圖所示，則相互間完全可以達到共站或共存的目的，使相互干擾控制在允許范圍以內。2GHz頻率分配建議PHS系統與TD—SCDMA系統同頻工作時，PHS系統的發射信號對TD—SCDMA系統全部是干擾，兩系統不能同頻工作。]兩基站之間的隔離度MCL應為：MCL=[PHS系統雜散發射電平]+10lg[帶寬轉換因子]G-p－[（3G系統靈敏度）+6dB（3G系統允許噪聲提高量）]MCL可以利用天線拉開間距，插入附加濾波器等方法解決；當然，當MCL無法增加例如：當PHS與WCDMA共存時，若PHS系統的最大發射功率電平為+27dBm，其G-25-②若兩系統需共存，則應在自由空間的情況下，兩站之間間隔距離至少應大于45通常不建議PHS系統與TD—SCDMA系統的共存，若在特殊情況下需要共存，則應GSM系統與3G系統共站或共存時，由于兩系統間頻率間隔較大，因此：射達到-67dBm/100KHz時，一般的附加濾波器很易使兩者共站或共存。站之間的隔離度MCL應為：MCL=[GSM系統雜散發射電平]+10lg[帶寬轉換因子]G-p－[（3G系統靈敏度）+6dB（3G系統允許噪聲提高量）]MCL可以利用天線拉開間距，插入附加濾波器等方法解決；當MCL無法加大時，也可限制GSM系統的雜散發射電平達到目的。G①若兩系統需共站，則應附加約72dB濾波器。當G網多載波(N)同時發射時,應增②若兩系統共存，則在自由空間情況下，兩站之間間隔距離至少應大于224米。③為了降低對附加濾波器的要求，如果GSM1800雜散發射電平能提高至-45-26-5．1、目前GSM室內覆蓋無線直放站作信源站點數量達60%，WCDMA的建設中，此類站點太多將導致網絡上行噪聲被直放站抬高，請問怎么考慮？建議信源多載頻，有容量可以給直放站使用。直放站對于基站的上行噪聲的抬高是可以控制的，通過合理的直放站設計和調測可降低對基站底噪抬升，基站側更改相應參數（如：上行接入門限適當降低）滿足直放站的接入。輸入端的衰減器，則上行噪聲就不是問題。GSM系統可采用GRRU設備，此時GRRU沒有引入上行噪聲的問題。5.2、高層窗邊的室內覆蓋信號場強難以做到主導，而室內窗邊將是數據業務需求的高發區答：高層窗邊的室內覆蓋信號強度難以主導，可采用以下方式來保證室內窗邊的室內覆蓋(1)降低室外入侵信號強度降低室外入侵信號強度是指對室外天線進行優化。主要有以下幾種實現方式:一是適當降低室外天線高度,增大室外天線的下傾角,及改變室外天線的方向角;二是室外天線選用賦性天線,電調天線;三是在滿足室外覆蓋要求下,適當降低基站輸出功率。(2)提高室內信號強度增加天線口發射功率在3G室內分布系統建設中，對抗室外同頻不同擾碼小區的信號入侵，使室內小區成為主導小區，最直接的方法是提高室內天線口的發射功率，但由于3G頻段高，傳播和穿墻覆蓋能力相對較差，單純提高天線口發射功率很難滿足抑制室外入侵信號的要求。而且統天線口的發射功率不宜過大，否則因為距離天線口較近的用戶上線時,容易導致基站上行閉塞，而且天線口功率越大，室內外泄信號就更難控制。因此，只建議在一些特殊情況下采用增加天線口發射功率的方式來抑制室外信號的入侵。-27-小功率，多天線的覆蓋方式由于3G頻段高，相對于2G，空間傳播損耗大，穿墻損耗也大，同時根據大量的模擬測試及試驗網驗證測試都表明，在3G室內分布系統建設中，室內覆蓋天線不宜穿透兩堵以上要小。而且，實際工程測試也表明，在穿墻覆蓋時，對天線口發射功率為0dBm的兩副天的一副天線的覆蓋效果要好，而且兩副小功率的天線覆蓋時,室內信號強度分配更加均勻，同時由于天線口功率較小，室內信號外泄控制也就更易控制。因此，通常情況下，建議采用“小功