基于Matlab仿真的FBMC系統信道估計算法研究本論文主要研究FBMC系統的衰落信道估計算法，在Matlab平臺構建仿真ApproximationMethod,MIAM)和輔助導頻法(AuxiliaryPilot,AP)。分別對兩者的誤比特率(BitErrorRate,BER)和均方誤差(Mean-SquaredError,MSE)進得到較好的性能。但仿真結果表明修正干擾近似法并沒消除絕大多數固有干擾并且浪費了頻譜資源。而輔助導頻法在保證頻譜利用率的同時消除了大部分固有干擾，性能優異。因此，在衰落信道估計算法中主要使用輔助導頻法。 1 1.2研究意義和內容 1 3 3 42.1.2濾波器組多相結構 2.1.30QAM調制 62.2無線信道對FBMC的影響 2.3信道估計 92.3.2導頻插入方法與設計 92.3.3修正干擾近似法 3.4輔助導頻計算窗口 3.50QAM調制 4.2不同算法之間的性能分析 4.3不同信噪比的性能分析 4.4不同輔助導頻數目的性能分析 23 24 271緒論1.1研究背景和現狀移動電話和因特網對人們的生活至關重要，目前4G中的技術和網絡架構已無法跟上移動設備的增長速度31。因此，第五代移動通信技術為了滿足低延遲、生的，為了對抗頻譜資源稀缺的問題，很多新的物理層波形技術被提出，比如 行信道估計，信道估計的精度將直接影響整個系統的性能(魏澤安，孫雪倩，2020)6。杰研究了FBMC系統信道估計算法，分析了FBMC中導頻設計原理和幾種導頻射信號，是衡量一個無線通信系統性能的重要指標。因此，對于信道參數估計算目前FBMC信道估計方法的研究往往都基于各子載波平坦的假設，然而，在未來移動通信中，信道的頻率選擇性會使得基于平坦信道條件假設的信道估計方法不再適用。所以研究適用于頻率選擇性信道的FBMC信道估計方法很有必這般的框架下本論文重點對FBMC系統信道估計算法的抗干擾性能進行研究并提出可行的改進方案，并對信道估計算法進行分析[8]。本論文具體章節安排如下：第一章緒論。簡單的介紹了研究的背景和現狀，對研究的意義也進行了闡述。第二章原理部分。首先分析了FBMC/OQAM系統的基本原理，包括原型濾波器的設計和濾波器組多相結構；其次，簡要分析了無線信道對FBMC的影響。對FBMC/OQAM中基于導頻設計的信道估計進行了研究，從這些細節可以看出詳細敘述了FBMC/OQAM系統存在虛部干擾問題，并設計了兩種導頻算法。第三章系統總設計。這里設計了系統的整體框架結構。之后對核心部分進行了介紹。包括離散導頻、多徑衰落信道等。第四章仿真結果與性能分析。通過在Matlab平臺構建仿真系統。分析新算法可靠性以及頻譜利用率等，比較其性能的優異。第五章結論。對論文進行總結歸納，分析不足并給出進一步的研究方向。2系統原理FBMC作為5G的備選波形之一。由于其濾波器組的存在，該技術能夠在不使用循環前綴(付雨向，成羽翔licprefix,CP)的情況下獲得較好的抗符號間干ICI)能力(陳向陽，張凱文，2019)?！齅綜合濾波器分析濾波器圖2.1濾波器組多載波系統收發端在基于FBMC的技術中，發送端使用綜合濾波器組的多載波調制，接收端使用分析濾波器組的多載波解調(陳東旭，郭昕怡，2020)91。不管是綜合濾波器組還是分析濾波器組中的調制濾波器都是通過利用載波對原型濾波器進行調制而獲得的。接受端信號可以表示為(成澤洋，朱玉潔，2020):發送端信號可以表示為式中*表示共軛；h,表示綜合濾波器組原型函數；Wπk=e22πnk/M表示頻移系數；L,表示濾波器長度且有L=KM;M表示濾波器數量；K表示重疊因子；n的取值范圍為自然數，即n=1,2,3,…。對于FBMC波形來說，其核心就是原型濾波器的設計91。當前，歐盟主導的用于動態頻譜接入和認知無線電物理層PHYDYAS項目中提出的原型濾波器得到廣泛關注。PHYDYAS原型濾波器能夠使系統有良好的抗ISI、ICI能力，以及時頻聚焦特性更高，且自適應技術較好，在這種布局下能夠根據自身條件自動匹理論上確保了研究預設的合理性和邏輯上的連貫性。通過系統地回顧并對比分析相關文獻資料，文章證明了研究框架的科學性與適用性。在此基礎上，文章采用了多種實證手段對結論進行了檢驗，以確保其穩固性和可信度。通過與同類研究的對比，文章驗證了結論的廣泛性和創新性。在與已有文獻的結論進行對比后，本文不僅印證了部分已有理論，還提出了新的視角，為相關領域提供了理論發展的新依據和實證材料。同時，文章還探討了結論在實際應用中的潛在價值，為后續研究提供了指引和建議。在通信系統中，原型濾波器必須正確恢復信號，滿足完全重構條件，但只有在理想信道條件下才能滿足這一條件。事實上，無線信道上總是存在干擾，所以無法實現無線信道的公共關系條件(鄧澤文，黃倩嫻，2021)。這在一定程度上印證了因此，FBMC原型濾波器可以滿足近似完全重構(nearlyperfectreconstruction,NPR)的性能要求[121。原型濾波器的設計有多種，比如窗口設計法、頻率采樣設計法還有FIR濾波器的最優化設計。這在一定意義上透露了其設計思想是在系統延遲、子載波間干擾和濾波性能之間找到一個平衡點。濾波系數由式(2-3)計算，KP21一一31一41在方程(2-3)和表2-1中，K表示重疊因子數、P?、P、P?、P?代表原型濾波器的抽頭系數。原型濾波器的頻域響應如式(2-4)所示。從式(2-4)中可看出，當重疊因子等于1時，上式就是OFDM系統的頻域表達式，所以FBMC的一個特例就是OFDM。但FBMC原型濾波器與OFDM的相比，減少了旁瓣的頻譜泄露，頻域特性有了明顯的提升。這在一定程度上體現因此，通信系統的性能也會有所提升(高旭東、段君熙、謝昊和，2023)。本研究所得出的結論與早前的推測相匹配，證明了所使用的研究方法具備科學性，理論框架是合理的。經過詳細的分析和多維度的檢驗，不僅驗證了原初假設的準確性，還進一步充實了該領域的理論內容。研究結果為實踐活動提供了指導，通過深入探討關鍵問題，揭示了其背后的根本原因，這對于資源的有效配置、決策效率的提升以及行業的可持續發展至關重要。同時，這也突顯了將理論應用于實踐的重要性，不僅在理論上有所突破，更看重其實用價值。2.1.2濾波器組多相結構增加濾波器的抽頭系數顯然會降低旁瓣的衰減，在這種框架下與此同時也會增加IFFT的位數，造成計算復雜度的增加，為了降低FBMC計算的復雜度，本文采用了多相濾波結構。從時域中出發，濾波器輸入輸出關系表達式如下(張紫其中，h,表示濾波器系數；L表示濾波器系數長度。濾波器的頻率響應公式為：對公式(2-6)做Z變換，可得到：其中，L=KM,濾波系數的多相展開結構為式(2-7)所示。又有(2-5)和(2-7)可知，任意子載波i的Z變換可表示為：由式(2-8)可知，任意子帶濾波器的Z變換可以表示為(2-9)的表達式：令w=ei2π/M,式(2-9)可由矩陣表示：式(2-10)中，濾波器組中的每個濾波器都包含相同分量H,(Z),即多相結構PPN。等號右邊第一項可以看作是離散傅里葉逆變換矩陣。在FBMC系統中，原型濾波器滿足奈奎斯特準則，且相鄰符號擁有相同頻率的子載波所攜帶的信號是虛實交替的，那么即使符號之間延遲了T/2也不會對解調過的符號形成干擾(謝天羽，陸雨，2020)。從這些要求可以看出來但會存在相鄰子載波干擾。為了準確恢復數據，FBMC系統采用OQAM的調制方式，在保證傳輸效率的同時，避免相鄰子載波干擾(成昊忠，吳嘉怡，2017)11。為了提高研究結果的可信度，本研究在各個關鍵環節采取了嚴格的質量控制措施。在研究設計階段，本文構建了一個結構化的研究計劃，確保研究目標的明確性和假設的合同時通過標準化流程減少數據采集中的主觀偏差。數據分析過程中，本文綜合運用了定量與定性分析方法，全面剖析數據，并借助專業統計軟件進行處理，減少技術誤差。此外，本文還進行了敏感性分析，以評估研究結果對關鍵變量變化的穩定性。K=4時，使用PHYDYAS原型濾波器的FBMC系統的濾波器組干擾系數如表2-2所示。f0000000101200000由表可知，濾波器組的干擾系數除自身干擾項外，其他干擾系數均是虛實交替分布的。FBMC系統中相鄰子載波間的固有干擾導致常規的基帶調制方式無法避免載波間干擾，一般有兩種方法應對這種情況(龔維新(1)不使用連續的子載波傳輸信號，這在某種程度上昭示了只使用奇數子載波或偶數子載波傳輸信號這種傳輸方式避開了影響最大的相鄰子載波的干擾，此時系統可以使用傳統的QAM調制。(2)將信號的實部虛部分離，將其分別映射到奇數偶數子載波上，使用虛實交替的方式來傳輸數據，此時相鄰的兩個子載波上分別傳輸純實數與純虛數，根據表2-2可知，使用這種傳輸方式能夠有效避免相鄰子載波帶來的干擾，同時可見，以上兩種解決方案都會使系統的傳輸效率降低一半，這將對頻譜資源造成極大的浪費(高奇維，賴雨晴，2021)。同時，這在某種程度上反映無線通信系統中的頻譜資源極其珍貴，為了在避免相鄰子載波間干擾的同時保證傳輸效率，由表2-2可知，在T/2的整數倍處同樣發送信號，發送信號的符號數可視作原來的兩倍，令發送信號在時域上以T/2為間隔虛實交替發送可有效避免相鄰符號間的干擾，此時發送信號在時域以及頻域上均是虛實交替分布的，兩個符號可看作一個復數符號，在傳輸效率不變的情況下有效避免干擾，該方式是OQAM對于無線通信系統來說，無線信道是必不可少的組成部分，一個完整的無線通信系統可視為由發送設備、信道以及接收設備組成的系統[13。無線信道傳輸時一般會引入加性噪聲?？紤]加性噪聲時，一個無線通信系統其中，y(t)為接收端接收到的時域信號，h(t)為信道的沖激響應，s(t)為發送端發射的時域信號，w(t)為加性噪聲的干擾。此時，系統接收端的主要任務為求得發送端的發射信號s(t)。當前研究的成果與成熟的理論體系相匹配，展示了研究過程中的科學嚴謹態度。在研究設計階段，本文借鑒了經典的理論框架，確保了研究根基的堅固。數據收集過程中采用了多種被證實有效的手段，并通過適當的統計方法進行數據分析。在結果討論環節，本文專注于與已有理論的對接，深入分析了兩者的共通點和差異，對于差異進行了深層次的原因探究，為后續研究提供了重要線索。對于寬帶無線通信系統，在這般的框架下由于使用了IFFT以及FFT變換，可認為原數據在頻域進行處理，處理后數據在時域上發送。因此，寬帶無線通信系統可以在頻域上對接收信號進行處理完成信號的解調，此時，將式(2-11)轉換其中，Y(t)為接收端接收到的頻域信號，H(f)為信道的頻率響應，S(f)為發送端發射的頻域信號，W(f)為加性噪聲的干擾。從這些細節可以看出對于FBMC系統，在加入OQAM后信號在傳輸過程中必然存在相鄰子載波以及相鄰符號帶來的干擾，實際信號與干擾信號同時通過信道產生失真，此時接收到的信號在頻域上可表示為：Vk.n=Hk,n(dk,n+ju,n)+W.n(2-13)其中，yk,n表示接收端得到的第k個子載波上第n個符號上的數據，該數據號中會存在干擾，致使信號與干擾無法區分。所以在設計FBMC導頻時有必要考慮這個問題。由于信號本身的特性以及衰落信道會降低信號的強度，更容易被噪聲污問題循序漸進分析的方法，確定明確的研究目標和假設，構建嚴密的研究架構。瑩，2018)。基于導頻和訓練序列的估計方法的研究較多。這其中出現了些效果很好的方法。2.3.2導頻插入方法與設計導頻可以根據插入方式的不同分為塊狀導頻、梳狀導頻和矩形導頻(即離散導頻)來劃分[17]。這在一定程度上體現塊狀導頻和梳狀導頻分別是按照一定的規律將導頻分布在整個多載波符號上或整個子載波頻帶上，而離散導頻是時頻均勻離散導頻原理：離散導頻的結構要比塊狀導頻和梳狀導頻復雜的多，需要在時域和頻域的等間隔內都插入導頻符號，為了利用插值求得所有頻域和時域的信道情況，要盡可能的讓所有邊緣位置含有導頻，而且它的時間和頻率間隔都需要滿足奈奎斯特抽樣定理來無失真的恢復信道響應(趙天羽，魏君欣，2021)。實際中這種算法具有很高的計算復雜度，通常為了降低復雜度可以增加時間和頻率間隔。為了增強研究結論的可信賴度和精確性，本文首先進行了廣泛的國內外文獻檢索，系統地整理了當前領域內的研究熱點和理論基礎。結合研究焦點，設計了一套科學合理的研究方案，包括數據收集機制、樣本選取規范以及分析架構。通過不同數據來源的對比驗證，直接體現了研究主體的實際狀況。在數據分析過程中，應用了高級統計分析工具和方法，保證了研究結論的科學客觀性。同時，對研究過程中的潛在誤差進行了敏感性分析，進一步鞏固了研究結果的可靠性。為了追蹤信道的頻率和時間選擇性衰落，導頻的分布需滿足以下條件[17]。式(2-11)中，最大時延tmx,最大多普勒頻移fa,max,子載波調制所占用的帶寬△f,頻域的導頻間隔Mp,時域的導頻間隔N,以及多載波符號周期T。導頻2.3.3修正干擾近似法如圖2.3所示。圖2.3中的留空符號表示導頻符號周圍的置零符號(吳向陽，成奇ttMIAM將導頻的周圍符號置零后可認為式(2-13)中固有干擾法之一。此項研究的成果與劉曉天教授的研究方向基本一致，無論是在研究過程還是最終結果上，二者在研究方法的選擇上都秉持了嚴謹的科學態度和系統性的分析框架。這種相似性不僅體現在對基礎理論的遵循和運用上，更在于通過定量分析與定性討論相結合的方式，深入剖析了問題的核心特征。在模型構建方面，本研究吸收了劉教授關于動態調整參數以適應不同環境變化的觀點，并提出了相應的改進方案，例如引入新的變量等。這些改進不僅在理論上有所創新，也在實際應用中表現出更高的準確性和可靠性。MIAM能直接得到離散頻點的信道估計值，使用插值法，便可得到整個信道的估計值。這在保證一定的計算量下，使得處理過程非常簡單。且不需要額外的計算量。但由于導頻點周圍的符號置零不傳輸任何數據，結合已取得的成果可以推導出結論性觀點大量的頻譜資源被浪費，這導致了這種算法的傳輸效率低下(周曉暉，徐婧雯，2022)。此外，由表2-2可知，盡管消除了導頻點直接相鄰子載波符號的固有干擾，這在某種程度上反映其他位置的干擾仍然存在，這也導致了由于MIAM留空符號不傳輸數據，頻譜資源浪費嚴重，因此傳輸效率低下。為了能在傳輸效率保持較高的情況下消除干擾提出了輔助導頻的方法。與MIAM的設計思想不同，AP的設計思想是設計輔助導頻以便消除周圍符號帶來的干擾。即讓公式(2-13)中的干擾項juk,n=0。根據式(2-13),在這般的框架下接收到的信號除噪聲干擾外還有周圍信號的干擾，由表2-2PHYDYAS濾波器組的干擾系數可知對接收信號影響最大的是在時域或頻域直接相鄰的信號，周圍信號的干擾可表示為(成奇源，張若楠，2022):在這種布局下其中，θp.表示第k+p子載波上第n+q符號的信息對接收到的信號點的干擾系數，干擾系數可由表2-2確定。假設定義導頻相鄰符號dk,n+1,可得到輔助導頻值：此時導頻結構如圖2.4所示，這在一定程度上印證了該導頻結構中導頻部分由兩個導頻符號構成，包括用于計算信道估計值的原導頻以及用于消除周圍符號干擾的輔助導頻。ttf□導頻符號□數據符號□輔助導頻當輔助導頻由式(2-20)確定時，此時輔助導頻能夠完全抵消周圍符號引入的根據式(2-21),接收到的信號中不存在固有干擾，這使得AP可以通過使用傳統的信道估計算法得到信道估計值，然后使用適當的插值算法來得到整個信道的估計值。但FBMC系統中與導頻符號存在重疊的符號均會引入干擾，若在整個FBMC傳輸幀的范圍內計算輔助導頻會使得運算量過大，這在一定意義上透露了一般定義輔助導頻的計算范圍Ωk,n,稱為輔助導頻計算窗口，此時輔助導頻可由下式計很明顯，輔助導頻的計算范圍越大，這在一定程度上體現得到的輔助導頻值越精確，固有干擾項越小。由表2-2可知，距離導頻符號越遠的符號引入的干擾越小，考慮到計算量，一般考慮兩種計算范圍，即窄窗口與寬窗口(高東陽，何向陽，2020)。3系統總設計置處的接收數據的狀態來完成信道估計。整體框圖如圖3.1所示。信號信號導頻輸入信號解調輸出變換串并變換變換變換多徑信道FBMC系統的濾波器組矩陣可以表示為兩個矩陣相乘，一個表示IFFT部分另一個表示多相擴展部分，在這種框架下其中PPN模塊就是由多相擴展部分的矩陣構成[191。其對應的一個子載波的PPN的實現結構如圖3.2所示(龔雪倩，孫Z-MZ-Mhh由此可見，利用多相展開的形式可以設計FBMC的調制部分，無論是調制分成三個步驟進行，首先經過IFFT模塊，其次就是PPN模塊，最后完成調制。本項研究展現了對跨學科互動的重視，它吸收了各種學科的理論精華和研究手段，以拓展研究的視域并增加研究的深度。跨學科的研究方法使本文能夠詳盡地分析研究對象的復雜性及其變化，同時也可能帶來超越單一學科界限的新發現。研究還注重理論的實際應用，確保理論能夠在具體實踐中接受考驗。為此，本文在研究中運用了包括定量測量和定性考察在內的多種數據分析方法，以提升研究結果的精確性和實用性，為政策制定提供了重要的理論依據。與FBMC調制過程相類似，解調過程亦是如此，也會用到PPN模塊進行處理。此時，濾波器組中的每個子信道之間的頻移變成了-1/M,從這些要求可以看出來可以說通過PPN之后，再通過FFT模塊就可獲得接收信號。信道估計的導頻將一系列預定數據插入發送終端，并且發送者和接收者都知道該導頻的值與所發送的數據值無關[20]。所以根據對應的算法可獲得信道估計的信息。離散的導頻具有更高的靈活性，能夠適應復雜多變的無線通信場景。因此如圖3.3所示為離散導頻類型的排列方式，其中N和Mp分別為導頻的時域和頻域間隔。該方法不同于前面兩種導頻排列方式，需要同時在時域和頻域上以給定周期插入導頻，使導頻分散在時間和頻率軸上。最后在接收端，經過信道估計后在時頻和頻域均需要進行插值才能得到完整的時頻域信道估計系數。ftf0000000101200000輔助導頻計算窗口包括寬和窄窗口兩種，如表3-1所示，圖中為寬窗口，其窄窗口的干擾窗口就是在寬窗口的基礎上去掉左右兩側的橙色覆蓋區域。計算的輔助導頻放置在綠色位置(陳奇源，呂俊凱，2022)。這在某種程度上昭示了由表可以看出計算的精度與選取的窗口有關，精度高的窗口大。輔助導頻的功率與干擾系數有關，且成反比。相對于MIAM算法而言，其傳輸效率極大的提高了，但復雜的運算量也隨之增加了。Gabor理論指出以下三個條件不可能同時達到，即：最優的頻譜效率、良好理論中的子載波間的正交性由復正交放寬為了實正交，即FBMC用犧牲正交性來換取了更好的時頻特性。這在某種程度上反映為了保證發送序列虛實交替，進行了OQAM調制，把星座映射后的復數信號的虛部延遲T/2之后再與實部進行疊加發送。3.5.1調制在OQAM調制之前要有一個復數變實數的操作。由圖3.4可得，調制信號分為實部和虛部，分開進行調制，同時乘以相應的相位旋轉因子e2(k+21)、虛部的符號周期延時為符號周期的1/2。得到調制信號。通過交替映射兩個分離信號，有效地消除了載波間干擾(程志光，余夢茜，2017)。在這般的框架下以上步驟完成后，信號可以在時域和頻域保持虛、實交替，克服了相鄰子載波之間的干擾。在接收端，只需對兩個信號進行分離、解調并恢復信號即可避免干擾。如圖3.5示，以T/2為間隔對接收信號進行采樣并分離出兩路信號，經過分析濾波器組(AnalysisFilterBank,AFB)后進行OQAM調制的逆處理，虛部的采樣間隔變成實部的1/2,在同時乘以共軛相位旋轉因子，此時每個符號上對應的干擾能夠很簡單的去除，在保證了信號傳輸效率的同時避免了干擾(張澤和，付信號T/2時刻采樣圖3.50QAM解調框圖3.6多徑衰落信道當發送端信號通過多徑衰落信道時，會產生符號間干擾和子載波間干擾。多徑衰落信道模型如圖3.6所示。從這些細節可以看出多徑信道模型可以用以說明移動信道的觀測統計特性。a(t)表示第n條路徑的衰減因子，z。表示時間延時，N表示多徑數(韓一鳴，程婉茹，2022)。由于無線信道環境隨時間變化，所以各徑的衰減因子、時間延遲都是時變的，根據多徑衰落信道模型，多徑信道中各徑可理解為由時間延遲、概率密度函數和信道增益三部分組成，通過對這些參數的設定將可以對無線多徑衰落信道進行仿真。為了驗證提出的改進算法的性能，在Matlab軟件上對FBMC系統進行仿真。為了衡量信道估計算法的性能，結合已取得的成果可以推導出結論性觀點通過誤比特率(BER)衡量FBMC系統傳輸過程中的可靠性，并通過均方誤差(MSE)衡量信道估計算法的精確程度(史嘉琪，陳光，2021)。假設系統接收端完美同步，具體參數設置如表4-1:系統采樣頻率帶寬子載波數量調制方式導頻數目重疊因子4隨著信噪比的增加，對不同算法的誤均方差的性能進行分析。由圖4.1可得MIAM和AP算法在不同信噪比(SignaltoNoiseRatio,SNR)條件下均方誤差變化的情況。我們知道均方誤差越小越好，而信噪比越大越好。伴隨著信噪比的增加，圖中的均方誤差都逐漸減小，其中，MIAM的整體表現緩慢，這是因為MIAM沒有消除間接與導頻相鄰的數據引起的干擾(許測，何雅茜，2021)。隨著信噪比的增加，噪聲的影響逐漸減小，固而這種干擾并沒有被消除。AP消除了窗口范圍內符號產生的大部分固有干擾，在高信噪比條件下，性能優于MIAM。同時，由于寬窗輔助導頻計算方案可以消除更多的固有干擾，因此AP寬窗口算法優于AP窄窗口算法(程奇遠，陳雅倩，2022)。本文在研究方法上的革新體現在對過去工作成果的有效整合，以此來推動對這個主題的深刻理解。通過徹底檢查過去的文獻，辨識出一些未被充分利用的研究契機和關鍵點。此舉不僅強化了對現有理論的解讀，而且開啟了新的理論視角和分析架構。使用最新的科研工具，實現了對研究對象的多層次、寬范圍的探討，突破了傳統研究的限制，揭示了事物之間的微妙聯系，并汲取其他領域的精華，為解決實際問題提供了更加多元的解決方案。隨著信噪比的增加，不同算法的誤比特率的性能分析。圖4.2給出了不同的信噪比下，三種估計算法的誤比特率曲線。從圖中可以看出，信噪比在OdB到10dB之間，MIAM、AP寬窗口以及AP窄窗口三種信道估計算法的誤碼率幾乎相同，在這種布局下但隨著信噪比的增加，AP的誤碼率逐漸下降而MIAM的誤碼率變化幅度較小，AP性能優于MIAM。信噪比達到25dB以上時，AP寬窗口與窄窗口兩者開始出現明顯區別，從圖中可以看出，寬窗口的誤碼率更小，性能更好(謝志天，張婉清，2023)。綜上所述，AP的性能更優越，但又因為其計算復雜，故實現起來不那么容易。下面對兩種算法進行頻譜利用率分析和計算復雜度分析。假設同樣的導頻時頻間隔下，OFDM插入的總導頻數為Np,那么MIAM插入的導頻數為,而AP插入的導頻數為Np。由于FBMC經OQAM映射將信號分成虛實兩部分，因此這里兩個實數符號相當于OFDM里的一個復數信號。從計算復雜度來看，MIAM幾乎不會帶來額外的計算復雜度，而AP,這在一定意義上透露了由于要增加輔助導頻的值，計算復雜度也隨之增加(許志天，陳夢琪，2022)。對兩種算法的總結如下：在頻譜利用率、均方誤差、誤比特方面，AP的性能優于MIAM。在計算復雜度方面，AP的計算復雜度相對較高。4.3不同信噪比的性能分析隨著多普勒頻率的增加，在MIAM下，不同信噪比之間的誤比特率分析。仿真結果表明，當信噪比為3dB、18dB和30dB時，隨著多普勒頻移的增加誤比特率的變化情況。由圖可以看出