小電流接地選線系統數據采集卡的軟件設計摘要隨著電力系統的發展，小電流中性點非有效接地系統的故障選線顯得越來越重要。尤其是前向通道的數據采集系統，要求實現快速、準確采集。以美國Cygnal公司的C8051F020單片機為主CPU，重點介紹了小電流中性點非有效接地數據采集系統的設計。由于C8051F020新增了12位A/D、交叉開關、JTAG和兩個全雙工UART等功能，使數據采集準確、有效，且很好的降低了設計成本。系統將采集來的PT/CT經過前向通道的有效處理并存儲，當GPS接收器收到上位機命令時，將有效數據采用GSM方式傳輸給后向處理系統，以便及時、準確發現并處理小電流接地故障。關鍵詞:數據采集;C8051F020;A/D轉換;FFT;GPS;GSMSoftwareDesignofDataAcquisitionCardforanUnearthedMediumVoltageLine-selectionNetworkAbstractAsthedevelopmentofthePowerStation,themeasuredfaultsinanunearthedmediumvoltagenetworkbecomesmoreandmoreimportant.Especiallyforthedataacquisition,itmustbefast,accurateandefficient.BasedontheCygnalC8051F020MCU,thethesislayparticularemphasisonthedataaqusitioninanunearthedmediumvoltagenetwork.BecauseC8051F020has12bitsA/D,cross-switch,twofullduplexUARTandJTAG,dataacquisitionbecomesmoreefficient,atthesametimethecostofthedesigncanbereduced.ThesystemacquisitthePT/CTthendealwithitandstoreit,whenGPSreceivestheorderofthehostcomputer,thesingle-chipcomputersendthedatatothehostcomputerbyGSMmodeinordertofindanddealwiththemeasuredfaultsinanunearthedmediumvoltageline-selectionnetworkefficientlyandaccurately.Keywords:dataacquisition;C8051F020;A/Dconversion;FFT;GPS;GSM目錄TOC\o"2-2"\h\z\t"標題1,1"摘要 IAbstract II1緒論 11.1課題研究的背景及意義 11.2國內外研究的動態 21.3本文主要研究內容及目標 22系統設計基礎 32.1集成運算放大器LM324 32.2MAX7400濾波 32.3C8051F020單片機介紹 52.4電源轉換 82.5GSM模塊簡介 82.6GPS模塊簡介 103系統組成原理及硬件設計 123.1小電流接地選線系統數據采集卡原理框圖 123.2小電接地選線系統數據采集卡的系統組成 123.3硬件電路的設計 134軟件設計 164.1主程及初始化程序框圖 164.2測8次PT周期的軟件設計 174.3對8組PT周期求平均的軟件設計 184.4求采樣值的軟件設計 194.6CT信號A/D轉換的軟件設計 214.7FFT 224.8GSM模塊介紹 234.9交叉開關配置和串口分配 255系統的抗干擾 265.1單片機系統中硬件抗干擾設計 265.2單片機系統中的軟件抗干擾設計 266軟硬件調試 276.1調試環境 276.2調試步驟 286.3調試過程中出現的問題 287經濟技術分析 297.1技術分析 297.2經濟分析 29結論 30參考文獻 31致謝 34附錄1 35附錄2 40附錄3 46附錄4 531緒論1.1課題研究的背景及意義1.1.1課題背景隨著自動化水平的提高，電力運行部門對故障選線問題提出更高的要求，要求在正確選線的基礎上能進行故障定位,國內已有學者進行了這方面的研究。隨著電力事業的發展，對電能質量要求的提高，要求配電網絡能夠準確選出故障線路并報警處理。電力系統運行要求發生單相接地故障時能夠迅速、準確的判斷出故障線路，由于受原理、工藝、技術等方面的限制，這是國內外長期存在的一大技術難題。以往當一條線路發生的接地故障，需要通過“順序拉閘法”尋找故障線路，用人工巡線目測法確定接地點的確切位置，倒閘操作復雜，造成大量用戶供電中斷，耗費大量人力、物力。而目前廣泛應用的小電流接地系統接地選線裝置普遍存在速度慢、準確性差等缺陷，使得小電流接地系統的單相接地選線仍舊是困擾電力系統安全生產的老、大、難問題。導致小電流接地系統接地選線裝置準確性差的主要原因有：（1）各種數據采集速度慢，各種數據采集同時性差，帶來相位的差別（2）數據計算處理選線速度慢，無法滿足實時性、準確性要求（3）受采樣信號、硬件裝置的限制，選線原理有一定的缺陷1.1.2課題來源“小電流接地系統”即屬于中性點非有效接地系統，也稱中性點不直接接地系統（NUGS），它主要包括中性點不接地系統（NUS）、經消弧線圈接地系統（NES，也稱諧振接地）和經電阻接地系統（NRS）。城市配電網中性點大都采用不接地或經消弧線圈接地的運行方式，提高了城市配電網供電可靠性。長期運行經驗表明：上述做法對以架空線路為主的配電網，是十分適宜的。能夠保證對用戶的不間斷供電（成功率平均為70%~80%）。對電纜線路而言情況就不大相同了，因為電纜線路不管是單相或相間發生故障，都必須立即停電找出故障點后進行檢修。隨著城市配電網的高速發展，城市配電網中電纜線路的比例逐年上升，使系統的電容電流數值大幅度增加；其次是配電網中的諧振過電壓頻繁出現，曾引起一些電氣設備絕緣損壞和避雷器爆炸等事故；加之有些城市高壓架空配電線路發生一相斷線事故，由于線路不跳閘，就可能引起嚴重的人身觸電傷亡事故。針對上述情況，提出了小電流接地系統，該方案具有廣闊的前景。1.1.3課題研究的意義所以，數據采集系統是后向進行故障選線及準確處理的前提，提高前向數據采集系統的效率和準確性，及時找到一種符合要求的前項數據采集系統有著十分重大的意義。數據采集系統的優化設計對上位機進行小電流故障的準確處理、定位起到至關重要的作用，保障了整個電力系統的有效、良好、健康的運行，提高了系統安全性。1.2國內外研究的動態美國、日本等配電網采用低電阻接地方式居多，美國電力行業一般承認小電流接地系統技術上的優點，但出于經濟方面的考慮（存在許多私營電力企業，全面的改善不合算），目前仍保持低電阻接地方式。在采用小電流接地系統的前蘇聯、挪威、加拿大等國一直以來使用零序功率方向、零序過電流繼電器，也研制了微機式接地故障繼電器，但都是單條線路的保護，由于技術方面的原因，接地保護被認為難以實現，并沒有在選線方面做出進一步的研究，也沒有在前項數據采集裝置上做出進一步的提高和優化，而是寧愿在供電網架的結構上增加投資以保證供電可靠性。繼電器保護的選擇性等因素在一定程度上影響了小電流接地方式在一些國家和地區的應用和發展。由于本身電網的網絡結構薄弱，我國從50年代就開始了對小電流選線系統原理和裝置的研究，國內接地保護和選線裝置經歷了三個階段：繼電器式產品、半導體集成電路裝置和微機裝置的發展階段。90年代以前采用繼電器、半導體集成電路產品，包括過流繼電器、諧波過流繼電器、諧波功率方向繼電器等，基本上是單條線路保護，依據故障電流的整定值工作。由于被測信號量小、易受干擾、無法適應各種隨機因素的變化，誤判幾率非常大。90年代以來，電子和微電子技術的發展為電力系統提供了強有力的支持，微機選線在一定程度上提高了測量的精度、接地選線的準確性，但靈敏度和可靠性方面尚欠理想，裝置在使用中的表現不能另人滿意。由于受采樣數據量，A/D采樣速度及精度和處理器指令速度的限制，使得測量和選線速度慢,準確性差問題仍然嚴重，正確動作率僅為20%--30%，未能很好的解決問題。1.3本文主要研究內容及目標本文主要介于以上電力系統小電流接地系統存在的問題，對前項數據采集系統進行了優化設計，采用帶有12位A/D及比較器的C8051F020進行采集數據的精確處理、存儲，并利用GPS、GSM對數據進行及時、準確的發送。能夠達到實時觀測、控制的效果。認識到小電流接地系統選線裝置普遍存在的問題和缺陷后，我們認為要提高小電流接地系統接地選線裝置性能，必須從以下幾方面入手：（1）提高A/D采樣速度，保證各通道數據采集的同時性,準確性。（2）提高數據處理速度，以滿足實時性的要求。（3）提高選線判斷速度，對選線判斷邏輯進行優化。2系統設計基礎本章主要討論了小電流接地系統中數據采集部分的設計基礎知識，詳細介紹了LM324放大器，MAX7400濾波器，C8051F020單片機，電源轉換及GSM模塊和GPS模塊。2.1集成運算放大器LM324集成運算放大器（簡稱運放）是一種高輸入阻抗、低輸出阻抗、高放大倍數且便于調試的優質放大器。集成運放內部電路通常由偏置電路、差動輸入電路、中間放大電路、輸出及過載保護電路組成。運放的開環放大倍數可達106；它構成的閉環負反饋放大電路的電壓放大倍數只取決于外加電阻的大小，與本身參數無關。LM324內有4個形式完全相同的高性能運算放大器，除電源共用外，四組運放相互獨立，并有相位補償電路，耗電低，可用正電源或正負雙電源工作，正電源為3.0~30.0V，正負電源為±1.5~15.0V[1]。每一組運算放大器可用圖2-1所示符號來表示，它有5個引出端，其中"+""-"分別為2個信號輸入端的同相輸入端和反相輸入端，"V+"，"V-"，為正，負電源端，"V0"為輸出端。LM324四運放電路具有電源電壓范圍寬，靜態功耗小，價格低廉等優點，可在較寬電壓范圍內的單電源或雙電源下工作，其電源電流很小且與電源電壓無關，也不需要外接頻率補償，可做到輸出電平與數字電路兼容。LM324是民用品，工作溫度范圍為0℃~70℃。圖2-1LM324引腳圖2.2MAX7400濾波濾波器或濾波電路是一種能使有用頻率信號通過而同時抑制（或大為衰減）無用頻率信號的電子裝置。工程上常用它進行信號處理、數據傳送和抑制干擾等。按濾波器是否使用有源元件（放大器）來分，可分為有源濾波器和無源濾波器兩大類。無源濾波器是指用無源器件R、L和C組成的濾波電路。有源濾波器是指利用放大器、電阻和電容組成的濾波電路。2.2.1類型選擇為防止頻譜混疊失真及提高信噪比，300～3400Hz的帶通濾波器顯得十分重要。無源濾波器要求有電感元件，體積龐大。有源運放濾波器用阻容元件，體積小，有大量的現成表格可供設計時查閱，但其缺點是干擾稍大。阻容元件的查表計算值一般都不是標稱值，因而元器件的選購有一定困難，且調試稍嫌麻煩。開關電容濾波器克服了前兩者的缺點，用時鐘頻率控制通阻帶，通帶波動小，過度帶窄，阻帶衰減大[2]。經綜合考慮現決定采用開關電容濾波，此論文采用MAX7400開關電容濾波。其引腳圖如下：圖2-2MAX74002.2.2設計考慮在選用Maxim開關電容濾波器進行設計時,應注意輸入信號幅度不要過小,也不要過大,以避免較大的失真與噪聲。典型應用電路如圖2-3所示,圖中COM引腳用于設置共模輸入電壓,內部分壓電路將其設置在電源電壓的中心位置。OS為失調調節輸入引腳,用于調整輸出直流電平,不需調節時可直接將其接到COM引腳,VOUT=(VIN-VCOM)+VOS,其中,VCOM典型值為VDD/2;(VIN-VCOM)經低通開關電容濾波器濾波,VOS疊加在輸出級。實際應用中注意VOS、VCOM電壓的有效范圍,調節過大會影響濾波器的動態范圍Maxim提供的該系列產品采用單電源供電,也可采用雙電源供電。當需要用雙電源供電時,可將COM接到系統地,而GND腳接負電源,濾波器性能與單電源供電時相同。圖2-3MAX7400典型連接圖2.3C8051F020單片機介紹在數據采集系統中，所選用的芯片應具備較高的處理速度，尤其是A/D轉換速度和FFT的計算速度。通常使用的ADC0809是8位逐次逼近型A/D轉換器，片內沒有時鐘，其時鐘頻率需要由單片機來提供，而且需要分頻器件來達到一致。此外，目前大多數使用的DSP芯片例如TMS320系列都具有很高的數據處理的能力和速度，但是我們只是需要進行最基本的FFT幅值和相位的計算，對于我們的課題來說，專門的DSP芯片的性價比太低。這些芯片都違背了設計應該簡單、經濟的宗旨。經過課題的論證，我們選用了Cygnal公司生產的C8051F020單片機，它是高集成度的混合信號系統級芯片（SOC），具有和8051指令集完全兼容的CIP－51內核[3]。它在一個芯片內集成了構成一個單片機數據采集或控制系統所需要的幾乎所有的模擬和數字外設及其它功能部件。這樣可以省去我們購買以上所需芯片的資金。2.3.1功能及優勢C8051F020單片機是CYGNL公司生產的集成單片機，使用CIP-51微控制器內核。CIP-51與MCS-51TM指令集完全兼容。CIP-51內核具有標準8051的所有外設部件，包括5個16位的計數器/定時器、兩個全雙工UART、256字節內部RAM、128字節特殊功能寄存器（SFR）地址空間及8/4個字節寬的I/O端口。另外，C8051F020還增加了許多擴展功能,它還具有64K的flash存儲器、七種復位電路(完善的看門狗復位設計)、12位的A/D以及JTAG。（1）速度提高CIP-51采用流水線結構，與標準的8051結構相比指令執行速度有很大的提高。在CIP－51的CPU模式中，廢除了機器周期的概念，指令以時鐘周期為運行單位。與8051相比，在相同時鐘下指令平均運行速度為原來的9.5倍。（2）時鐘切換MCU內部有一個獨立運行的時鐘發生器，在復位后被默認為系統時鐘。如果需要，時鐘源可以在運行時切換到外部振蕩器，外部振蕩器可以使用晶體、陶瓷諧振器、電容、RC或外部時鐘源產生系統時鐘。時鐘切換功能在低功耗系統中是非常有用的，它允許MCU從一個低頻率（節電）外部晶體源運行，當需要時再周期性地切換到高速（可達16MHz）的內部振蕩器。（3）片內存儲器CIP-51有標準的8051程序和數據地址配置。它包括256字節的數據RAM。C8051F020中的CIP-51還另有位于外部數據存儲器地址空間的4K字節的RAM塊和一個可用于訪問外部數據存儲器的外部存儲器接口（EMIF）。MCU的程序存儲器包含64K字節的FLASH。該存儲器以512字節為一個扇區，可以在系統編程，且不需特別的外部編程電壓。從0xFE00到0xFFFF的512字節被保留，由工廠使用。還有一個位于地址0x10000-0x1007F的128字節的扇區，該扇區可作為一個小的軟件常數表使用。（4）JTAG調試和邊界掃描C8051F020具有片內JTAG邊界掃描和調試電路，通過4腳JTAG接口并使用安裝在最終應用系統中的產品器件就可以進行非侵入式、全速的在系統調試。調試系統支持觀察和修改存儲器和寄存器，支持斷點、觀察點、堆棧指示器和單步執行。不需要額外的目標RAM、程序存儲器、定時器或通信通道。在調試時所有的模擬和數字外設都正常工作。當MCU單步執行或遇到斷點而停止運行時，所有的外設（ADC和SMBus除外）都停止運行，以保持與指令執行同步。（5）可編程數字I/O和交叉開關具有標準8051的端口（0、1、2、3、4、5、6和7），因此共有64個通用端口I/O。這些端口I/O的工作情況與標準8051相似，但有一些改進。每個端口I/O引腳都可以被配置為推挽或漏極開路輸出。引腳缺省時為漏極開路。推挽方式時，寫“0”引腳驅動到GND，寫“1”引腳驅動到VDD。漏極開路時，寫“0”引腳驅動到GND，寫“1”引腳為高阻態。當系統中不同器件的端口引腳有共享連接，即多個輸出連到同一物理線時，漏極開路可防止不同器件間爭用。在標準8051中固定的“弱上拉”可以被總體禁止，這為低功耗應用提供了進一步節電的能力。最獨特的改進是引入了數字交叉開關。這是一個大的數字開關網絡使I/O從固定方式到交叉開關配置，改變了以往I/O端口固定為某一特殊功能的方式，允許將內部數字系統資源映射到P0、P1、P2和P3的端口I/O引腳。可通過設置交叉開關控制寄存器將片內的計數器/定時器、串行總線、硬件中斷、ADC轉換啟動輸入、比較器輸出以及微控制器內部的其它數字信號配置為出現在端口I/O引腳。這一特性允許根據自己的特定應用選擇通用端口I/O和所需數字資源的組合。（6）串行端口C8051F020系列MCU內部有兩個增強型全雙工UART0、UART1。每種串行總線都完全用硬件實現，都能向CIP-51產生中斷，因此需要很少的CPU干預。這些串行總線不“共享”定時器、中斷或端口I/O等資源，所以可以使用任何一個或全部同時使用。2.3.212位A/D轉換器（1）ADC0簡介C8051F020的ADC0子系統包括一個9通道的可編程模擬多路選擇器（AMUX0），一個可編程增益放大器（PGA0）和一個100ksps、12位分辨率的逐次逼近寄存器型ADC，INL為±1LSB。ADC0有其專用的VREF0輸入引腳。只有當ADC0控制寄存器中的AD0EN位被置‘1’時ADC0子系統（ADC0、跟蹤保持器和PGA0）才被允許工作。當AD0EN位為‘0’時，ADC0子系統處于低功耗關斷方式。（2）ADC0工作方式ADC0的最高轉換速度為100ksps，其轉換時鐘來源于系統時鐘分頻，分頻值保存在寄存器ADC0CF的ADCSC位。（3）啟動轉換ADC0有4種轉換啟動方式，由ADC0CN中的ADC0啟動轉換方式（AD0CM1，AD0CM0）的狀態決定。轉換觸發源有：向ADC0CN的AD0BUSY位寫1；定時器3溢出（即定時的連續轉換）；外部ADC轉換啟動信號的上升沿，CNVSTR；定時器2溢出（即定時的連續轉換）。AD0BUSY位在轉換期間被置‘1’，轉換結束后復‘0’。AD0BUSY位的下降沿觸發一個中斷（當被允許時）并將中斷標志AD0INT（ADC0CN.5）置‘1’。轉換數據被保存在ADC數據字的MSB和LSB寄存器：ADC0H和ADC0L。轉換數據在寄存的ADC0H:ADC0L的存儲方式右對齊，由ADC0CN寄存器中AD0LJST位的編程狀態決定。2.3.3比較器C8051F020有兩個片內電壓比較器，CP0如圖3所示。每個比較器都有輸入引腳。每個比較器的輸出都可以經I/O交叉開關連到外部引腳。當被分配了封裝引腳時，每個比較器輸出都可以被編程為工作在漏極開路或推挽方式。圖2-4比較器功能框圖可以在任意時刻通過讀取CP0OUT位得到比較器0的輸出狀態。注意，在上電后直到比較器能穩定工作之前應忽略比較器輸出和中斷。通過置‘1’CP0EN位使能比較器0，通過清除該位禁止比較器0。在上電或CP0EN位置1后大約經過20us的建立時間，比較器輸出才穩定。2.4電源轉換C8051f020單片機的供電是低功耗的，要求供電電壓為3.3V左右，而外圍芯片的供電電壓都是5V供電的。雖然C8051F020自身具有5V兼容的串口，但是電源部分應該加電源轉換電路以達到電壓的匹配，而且還可以起到避免干擾信號串入的作用。經過論證，AS1117型DC-DC芯片符合設計的要求。它的典型輸出電壓是2.85V，可通過改變電阻的值來達到所需要的輸出電壓，其典型的連接電路下圖：圖2-5典型電源轉換電路連接2.5GSM模塊簡介GSM網絡是目前國內覆蓋范圍最廣，應用最普遍的無線通信網絡，故構建這種遠傳系統時，完全可以利用現成的GSM無線網絡無需再新建基站。因此我們選擇GSM無線網絡作為無線通信網絡，下面將我們選用的LQ-8100型GSM模塊介紹如下：LQ-8100無線數傳模塊是基于GSM/GPRS通信網絡的數據傳輸和遠程監控終端設備，適用于GSM/GRPS網絡覆蓋范圍內的各種室內或野外惡劣環境的使用場合。2.5.1系統特點實現串口透明的無線數據傳輸遠程修改數據功能穩定可靠：LQ8100采用的是先進的GPRS模塊，性能穩定可靠實現實時數據傳輸高速傳輸：GPRS網絡的傳輸速度最快將達到171.2Kbps，速率的高低取決于移動運營商的網絡設置，根據中國移動的網絡情況，目前可提供20～40Kbps的穩定數據傳輸。應用靈活、方便：LQ-8100有TTL、RS232和RS485三種接口，用戶可根據自己的需要選擇，LQ-8100只要跟用戶設備連上，插入SIM卡、接上電源即可。永遠在線、按流量記費內置看門狗，具備異常重啟2.5.2技術參數天線接口：50Ω/SMA陰頭接口電平：TTL、RS-232和RS－485電平串行數據接口波特率：1200bps~19200bps,出廠值默認設置為9600bps待機電流：40mA(模塊)輸入電壓：DC5V/1A工作環境溫度：－35℃～＋75℃相對濕度：5％～95％2.5.3連接與數據格式LQ-8100型GSM數傳模塊采用的是三線制串口，即TXD、RXD、GND三條線，沒有其他任何握手和數據控制線。LQ-8100無線數傳模塊為標準的DB9針接口。其接口引腳定義為:表2-1LQ-8100接口引腳圖2-6LQ-8100與用戶數據接口接線示意圖2.5.4故障分析電源指示燈不亮。可請檢查連接電纜是否正確連接，同時檢查供電電源是否符合要求。指示燈數據不亮。數據指示燈（數據）只有在有數據收發時才閃爍。2.6GPS模塊簡介全球定位系統GPS（GloblePositingSystem）是利用美國的24顆GPS地球衛星所發射的信息而建立的導航、定位、授時系統[4]。所謂“GPS”，就是英文“全球定位系統”三個詞的詞頭縮寫，它由平均分布在圍繞地球的6個圓形軌道上的24顆人造地球衛星（即導航衛星），分設在美國本土及其屬地上的監控站、注入站、監測站、以及廣泛裝備于飛機、艦艇、坦克乃至單兵的GPS接收機等組成。

GPS系統采用“時間同步、單程測距”的原理來實現定位、簡單地說就是用戶同時向已知其位置的3個導航衛星分別進行距離測量，然后再以該衛星為球心，以所測得的距離為半徑，在空間畫出3個球面，則該3個球面的相交點，就是用戶的所在位置了。下面詳細介紹GPS15模塊：2.6.1特點并行12通道GPS接收機，可同時跟蹤12顆衛星，定位精度高，功耗低。DGPS實時WAAS差分或偽距差分，差分精度3-5米。(只適用于GPS15L/GPS15H)體積小巧，結構緊湊，易于應用，接收機信息可方便的顯示于顯示單元或PC機上。全屏敝封裝，具備優秀抗電磁干擾特性。用戶無需初始化，安裝完畢，接收機即可自動傳送導航數據。1PPS秒脈沖輸出精度可達到±100ns，脈沖寬度20ms-980ms可調。可從COM1接口上輸出二進制載波相位數據。多種供電模式，3.3V（GPS15）；3.3V－7V（GPS15L）；8V-40V（GPS15H）2.6.2技術指標結構：12并行通道定位時間：熱啟動<15秒重新捕獲<2秒

冷啟動<45秒自動搜索<300速度限制：515米/秒位置精度：3-5米2.6.3動態特性速度：<515米/秒工作電壓：3.3V（GPS15）；3.3V－7V（GPS15L）；8V-40V（GPS15H）GPS15COMS電平輸出：傳輸速率可通過跳線設置，出廠設置為4800bps。GPS15L/GPS15H：RS232電平輸出；輸出速率：300、600、1200、2400、4800、9600、19200bps用戶可選.1PPS輸出精度（只適用于GPS15L/GPS15H）：±100ns工作溫度：-30℃-+80℃3系統組成原理及硬件設計3.1小電流接地選線系統數據采集卡原理框圖電源電源轉換電源電源轉換隔離濾波12bitADC放大隔離濾波12bitADC放大3v5v比較器JTAG比較器JTAGD觸D觸發器電平轉換/INT0電平轉換/INT0GSMGSMUART1 64kFLASHUART1 64kFLASH電平轉換256bRAM電平轉換256bRAMUART0定時器UART0定時器GPSGPS內部晶振內部晶振VREF0看門狗VREF0看門狗VREFVREF圖3-1系統工作原理框圖3.2小電接地選線系統數據采集卡的系統組成該系統將采集來的CT電流信號通過模擬通道隔離、濾波、放大，得到穩定的信號，送入C8051F020進行128次A/D轉換，把模擬量變成數字量；同時，將采集來的PT電壓信號通過模擬通道隔離送入74LS74和F020單片機內的比較器CP0產生整形后的方波。為了測量準確，先后測量八組PT周期值并求出平均值做為PT信號的周期值。然后在片內對信號在一周期內除以128求采樣周期。把采樣值送給片內定時器T3作為溢出初值，當T3溢出而且收到GPS的1PPS的脈沖時，啟動ADC0對處理好的CT信號轉換，將128點轉換值再進行FFT運算，計算出各點的幅值和相位值存入單片機中。當收到后向系統發來的查詢命令時，將規定的幾組有效數據通過GSM模塊發送出去，使上位機及時判斷出故障位置。3.3硬件電路的設計3.3.1電平轉換電路的設計眾所周知，RS-232C使用－12V表示數字“1”，用+12V表示數字“0”[5]，RS-232C在空閑時處于邏輯“1”狀態，在開始傳送時，首先產生一位起始位，起始位為一個寬度的邏輯“0”，緊隨其后為所要傳送的數據，所要傳送的數據從最低位開始依次送出，并以一個結束位標志該字節傳送結束，結束位為一個寬度的邏輯“1”狀態。以上信號在通信過程中可以全部或部分使用，最簡單的通信僅需TXD、RXD及GND即可完成，其他的握手信號可以做適當處理或直接懸空。MAX引腳圖如下：圖3-2MAX232引腳圖單片機和GSM模塊之間使用MAX232芯片。（如下圖所示）圖3-3單片機和GSM模塊間的連接V+、V-是電源變換部分。在實際應用中，器件對電源噪聲很敏感。因此，Vcc須要對地加去耦合電容C5，其值為0.1uF。電容C1、C2、C3、C4都選用鉭電解電容，電容值為1.0uf，上部分電容C1、C2、C3、C4及VuF（耐高壓值高于16V），可以提高抗干擾能力。下半部分為發送和接受部分。實際應用中，T1IN、T2IN和R1OUT、R2OUT可分別連接TTL/COMS電平的51單片機的串行發送端TXD和RXD；T1OUT、T2OUT和R1IN、R2IN分別連接至RS-232電平的GSM模塊的串行接收端和發送端[6]。3.3.2測頻電路的硬件設計用C8051F020的定時器/計數器對頻率為fs的脈沖進行周期測量的接口電路圖（3.1所示）。圖中的D觸發器74LS74實現脈沖頻率到周期的轉換。其Q輸出端作C8051F020的/INT0輸入，控制啟動T/C0開始定時，即對機器周期脈沖進行記數。當/INT0變為低電平時，關閉T0，同時/INT0下降沿產生中斷請求。在/INT0的中斷服務程序中，對記數結果進行處理。T0的定時記數值便是周期時間的測量[7]。圖圖3-4周期測量電路3.3.3C8051F020硬件設計（1）A/D轉換的硬件連接ADC0的最大輸入電壓為VREF，它的輸入電壓范圍是0V-AV+/VDD。輸入電容為10pF；輸入阻抗等價于一個5kΩ電阻和一個10pF電容的串聯。為了使ADC具有更好的性能，可在VREF接一個0.1uF的陶瓷電容，目的是為了降低VREF的噪聲。VREF的噪聲越小，ADC轉換結果的噪聲就越小。ADC有4個參考電平引腳，VREF、VREF0、VREF1和VREFD。內部基準電壓必須通過VREF引腳連接到芯片內部，所以使用內部基準電壓時，必須把VREF0和VREF相連。（2）晶振的選擇由于系統需要高速運行以達到數據采集的及時、有效，快速的發現錯誤，所以單片機在一般情況下采用內部震蕩器作為時鐘源。但是內部時鐘的誤差太大，在串口通訊的過程中，要選用外部時鐘，其外圍硬件連接圖如下。內外時鐘的切換可以通過軟件的設置來實現。圖3-5晶振外圍電路（3）數字地、電源和模擬地、電源的處理數字地、電源和模擬地、電源的連接是不可忽略的問題，為了減小誤差，盡量避免干擾，降低電磁干擾輻射，一般在兩者之間連一磁珠或電感，如下圖：圖3-6數字地、電源和模擬地、電源的連接4軟件設計4.1主程及初始化程序框圖主流程圖初始化流程圖開始開始NN系統初始化開始系統初始化開始調用測周期子程開看門狗復位調用測周期子程開看門狗復位關外部晶振關外部晶振R7=0？R7=0？設內部晶振fosc=2MHzY設內部晶振fosc=2MHzY調用求平均子程調用求平均子程交叉開關初始化交叉開關初始化調用求采樣值子程調用求采樣值子程串口初始化串口初始化T3初始化T3初始化ADC0選為T3溢出啟動中斷NT3溢出？ADC0選為T3溢出啟動中斷NT3溢出？T0為方式1，定時器YT0為方式1，定時器YN收到1PPS？N收到1PPS？結束結束YY調用A/D轉換調用A/D轉換NN（00H）=1？（00H）=1？YYFFT變換FFT變換NY發送數據收到上位機命令？令？NY發送數據收到上位機命令？令？圖4-1主流程圖及系統初始化圖4.2測8次PT周期的軟件設計4.2.1測頻原理單片機測量頻率量有兩種方法：測頻法和測周期法。測量頻率就是在單位時間里對被測信號脈沖進行記數；測量周期是在被測信號周期時間里對某一基準時鐘脈沖進行記數。由于采用測量頻率法時容易在定時時間里出現脈沖丟失，引起測量精度降低。脈沖頻率越低，這種誤差越大。顯然，對于較低頻率的脈沖測量不宜用測量頻率法。考慮到具體情況，本實驗采用脈沖頻率的周期測量法。其基本原理是在被測信號周期T內，對某一基準時間進行記數，基準時間與記數值的乘積便是周期T。周期測量法試用于對較低頻率的脈沖進行測量。4.2.2測量過程用C8051F020的定時器/計數器對頻率為fs的脈沖進行周期測量的接口電路如圖3.1所示。圖中的D觸發器74LS74實現脈沖頻率到周期的轉換。其Q輸出端作C8051F020的/INT0輸入，控制啟動T開始定時，即對機器周期脈沖進行記數。fs頻率脈沖與周期轉換波形見圖1。當/INT0變為低電平時，關閉T，同時/INT0下降沿產生中斷請求。在/INT0的中斷服務程序中，對記數結果進行處理。T的定時記數值便是周期時間的測量。為保證T定時與頻率脈沖的上升沿同步，在啟動T之前，應先用P1.0將74LS74清0，當被測頻率脈沖上升沿來到時，/INT0變為高電平，啟動定時器T0.fs/INT0Ts圖4-2頻率與周期波形圖4.2.3PT周期測量程序框圖開始開始T0定時、方式1T0定時、方式1GATE=1T0清零T0清零啟動T0啟動T0存儲存儲N8組測完？N8組測完？YY返回返回圖4-38組PT周期測量程序框圖4.2.4測量結果的存儲單元分配為了測量準確減小誤差，決定測量八組然后求平均。現將測得的八組數據存入內部的f0h~ffh,同時存入外部的0000h~000fh，以備后續處理。4.3對8組PT周期求平均的軟件設計為了減小測量誤差，采用多次測量求平均方法。將測得的八組PT周期數據逐個累加，和送入R3、R4和R5中，從高到低依次為R3/R4/R5,R2作為數據指針送數據組數8，除數放在R7中，將累加和除以8，得到的平均值存入外部0010h、0011h，同時存入內部f0、f1中，為了觀察方便，其中f0為高位，f1為低位。其程序流程圖如下：開始開始R2=8初始化R2=8初始化數據指針保持首址保持首址R3、R4、R5清零R3、R4、R5清零累加和送R4、R5累加和送R4、R5N有進位INCR3N有進位INCR3NYR2=0NYR2=0YY恢復首址恢復首址R7＝8R7＝8作為除數R3R4R5/R7R3R4R5/R7商存R4R5商存R4R5返回返回圖4-4求PT平均周期的流程圖4.4求采樣值的軟件設計因為FFT要求在一個周期內均勻采樣，采樣點數影響到整個系統處理結果的精確程度，考慮到實際需要現決定采樣128點。若采用二字節二進制無符號數除以單字節二進制數得到的結果將覆蓋平均值，為了觀察方便現采用帶進位位的循環右移來求采樣值，每右移一位即除以二，分128點只需右移7位即可。將求得的平均值存入0012h、0013h中。其程序流程圖如下：開始開始R7＝07hR7＝07hCLRCCLRC均值A均值ARRCARRCANR7=0NR7=0YY返回返回圖4-5求采樣值的流程圖將以上求得的采樣值作為T3初值。定時器3是一個16位的計數器/定時器，由兩個8位的SFR組成：TMR3L（低字節）和TMR3H（高字節）。定時器3的時鐘輸入可以是外部振蕩器（8分頻）或系統時鐘（不分頻或12分頻，由定時器3控制寄存器TMR3CN中的定時器3時鐘選擇位T3M指定）。定時器3總是被配置為自動重裝載方式定時器，重載值保存在TMR3RLL（低字節）和TMR3RLH（高字節）中。定時器3可用于啟動ADC數據轉換、SMBus定時，或作為通用定時器使用。定時器3沒有計數器方式。圖4-6T3原理框圖本設計中T3作為通用定時器使用，采用內部系統時鐘，指令為movTMR3CN,#002h，其fosc=2MHz，即Tclock=1/2MHz=0.5us,此值為十進制而測得的采樣值為十六進制，這就要用到進制轉換，比較麻煩。因此，決定采用T3計數，尤其是T3具有每次自動賦初值的特點。共需要記（0000h－采樣值）個數。4.6CT信號A/D轉換的軟件設計A/D轉換有4種啟動方式：軟件命令、定時器2溢出、定時器3溢出和外部信號輸入。這種靈活性允許用軟件事件、外部硬件信號或周期性的定時器溢出信號觸發轉換。轉換結束由一個狀態位指示，或者產生中斷（如果中斷被使能）。在轉換完成后，10或12位轉換結果數據字被鎖存到兩個特殊功能寄存器中。這些數據字可以用軟件控制為左對齊或右對齊。本設計中采用定時器3溢出啟動方式movADC0CF,#0F8h;movADC0CN,#084h，數據字由ADC0CN寄存器中AD0LJST位的編程狀態控制為右對齊。AD0BUSY位在轉換期間被置‘1’，轉換結束后復‘0’。轉換數據被保存在ADC數據字的MSB和LSB寄存器：ADC0H和ADC0L。采用ADC0中斷。當T3溢出且GPS接收到上位機命令時，ADC0使能進而將CT信號進行AD轉換。A/D轉換結果存入0014H開始的連續單元中。其程序流程圖如下：開始開始T3溢出？NT3溢出？NYYN收到1pps？N收到1pps？YYADC0使能ADC0使能開ADC0中斷開ADC0中斷AD轉換AD轉換00H=1N00H=1NYY關ADC0中斷關ADC0中斷AD復位AD復位返回返回圖4-7CT的AD轉換流程圖4.7FFT4.7.1FFT綜述FFT（FastFourierTransform）即快速傅里葉變換，是離散傅里葉變換（DFT）的一種快速算法。完成整個DFT需要N2次復數乘法和N(N-1)次復數加法，而FFT只需要N/2㏒2N次復數乘法和N㏒2N次復數加法，使得計算大大簡化，運算時間一般可縮短一、二個數量級。所以本設計中采用FFT，其基本思想為利用系數WPN的對稱性、周期性和可約性，可以連續的將長序列的DFT分解為短序列的DFT，直到不能再分解。基于此基本思想FFT算法可以分成兩大類，即按時間抽選（decimation－in－time，縮寫為DIT）法和按頻率抽選（decimation－in－frequency，縮寫為DIF）法[8]。FFT處理器按照蝶形運算單元的組織分布不同可分為4類：順序處理、流水線處理、并行處理和陣列處理[9]。陣列處理和并行處理對硬件設備的需求較大，不適于嵌入式應用實現。流水線處理方案能夠適應多批串行數據FFT處理的需要，在通信領域有很多應用，但是結構不靈活，較難滿足系統中不同點長度FFT運算的需要，只能根據應用的需求專門設計。順序處理最容易在單芯片系統上實現，但對于低基的順序處理FFT處理器來說處理時間太長，較難滿足實時系統對性能的追求。如果采用高基的FFT處理器方案，雖然速度上可能能夠滿足需要，但結構又過于復雜。經綜合考慮，本設計中采用倒位序基－2按時間抽選FFT。4.7.2倒位序基－2按時間抽選FFT的基本思想N點FFT運算可以分成㏒2N級，每一級都有N/2個蝶形。DITFFT的基本思想是用3層循環完成N點FFT[10]。第一層循環：由于N=2m需要m級計算，第一層循環對級數進行控制。第二層循環：由于第L級有2L-1個蝶形因子（乘數），第二層循環根據乘數進行控制，保證每一個蝶形因子第三層循環要執行一次，這樣第三層循環每一級要進行2L-1次循環計算。第三層循環：由于L級共有N/2L個群，并且同一級內不同群的乘數分布相同，當第二層循環確定某一乘數后，第三層循環要將本級中具有這一乘數的蝶形計算一次，即第三層每執行一次要進行N/2L個蝶形運算。在實際單片機編程中，可以通過實數蝶形運算算法推導FFT結果。蝶形圖如下：X’(K)X(K)WPNX’(K+B)X(K+B)圖4-8蝶形圖4.7.3FFT軟件流程圖將數存入dataR[]，dataI[]初始化為0將數存入dataR[]，dataI[]初始化為0倒序轉換幅值、相位計算結束第一層控制運算級數完第二層據乘數控制完第三層計算同一乘數蝶形32次以下諧波分析YYYNNN開始圖4-9FFT計算流程圖4.8GSM模塊介紹4.8.1GPRS無線數傳模塊返回信息1．正常發送數據時，GPRS模塊會返回如下信息（4＋11個字節），格式為ASCII：> 發送好HEX：0DH、0AH、3EH、20H 0DH、0AH、53H、45H、4EH、44H、20H、4FH、4BH、0DH、0AHGPRS模塊接收到終端設備傳過來的數據時，會返回“>”,告訴終端設備GPRS模塊已經接收完數據；當GPRS模塊把數據發送出去后，會返回“發送好”，告訴終端設備數據已經發送出去。2．如果GPRS模塊端檢測到數據中心正常停止服務，會返回9個字節信息，格式ASCII：\r\nCLOSE\r\nHEX：0DH、0AH、43H、4CH、4FH、53H、45H、0DH、0AH3．如果數據中心因無線調制解調器斷電或數據中心服務器突然停機等意外情況而終止服務，會返回9個字節信息，格式ASCII：\r\nERROR\r\nHEX：0DH、0AH、45H、52H、52H、4FH、52H、0DH、0AH4．如果GPRS模塊檢測到現場GPRS信號不好，會返回7個字節信息，格式：ASCII：\r\nPDP\r\nHEX：0DH、0AH、50H、44H、50H、0DH、0AH5．GPRS模塊會每隔一段時間（時間可配置）發送一些信息來檢測網絡狀態，當檢測到網絡正常，會返回16個字節信息。網絡異常情況參考2、3、4的信息。格式：ASCII：\r\nSENDSUCCESS\r\nHEX：0DH、0AH、53H、45H、4EH、44H、20H、53H、55H、43H、43H、45H、53H、53H、0DH、0AH6．GPRS在與數據中心連接過程中還有一些提示信息，如：搜索GPRS網絡...\r\n連接到DSC...\r\n連接好!\r\n等等這些信息，終端設備可不予處理。4.8.2通訊協議：上傳數據格式：起始符53S為ASCII碼（下同）起始符54T起始符52R分隔符，地址（百位）地址（十位）地址（個位）分隔符，開關量1分隔符，開關量2分隔符，電壓U1（百位）電壓U1（十位）電壓U1（個位）分隔符，電壓U2（百位）電壓U2（十位）電壓U2（個位）分隔符，電壓U3（百位）電壓U3（十位）電壓U3（個位）分隔符，電流I1（百位）電流I1（十位）電流I1（個位）分隔符，電流I2（百位）電流I2（十位）分隔符，電流I3（百位）電流I3（十位）電流I3（個位）分隔符，電壓U1（百位）電壓U1（十位）電壓U1（個位）分隔符，……20次…分隔符，1BESC1BESC1BESC下傳數據格式：序號定義格式1S（開始）53H2立即上傳／否31H：立即上傳30H：否3定時時間（分）百位4定時時間（分）十位5定時時間（分）個位6開關控制高4位0011P07P06P05P047開關控制低4位0011P03P02P01P008ESC（結束）1BH4.9交叉開關配置和串口分配利用指令movXBR0,#084h （UART0的RX0、TX0，CP0連到端口引腳），movXBR1,#004h（T0、/INT0連到端口引腳），movXBR2,#040h （交叉開關允許，UART1的RX1、TX1連到端口引腳）設置引腳配置。C8051F020的兩個串行通信接口UART0和UART1，分別用于連接到GSM模塊和GPS模塊，通過優先權譯碼表得到引腳分配，系統將P0.2和P0.3分別給UART1端口的TDX和RDX，而P0.1和P0.2分別給UART0端口的TDX和RDX。把P3.4作為1PPS脈沖的輸入口。P0.4分給CP0，P0.5分給T0，P0.6分給/INT0。系統的抗干擾在單片機的應用系統中，系統的抗干擾技術是系統可靠性的重要方面。一個系統的正確與否，不僅取決于系統的設計思想和方法，同時還取決于系統的抗干擾措施，不然勢必會出現原理正確而系統穩定性差，甚至不能實施，使得耗費了大量錢財和時間研制出來的控制系統成為一種擺設，電腦變成了“煩惱”。正因如此，抗干擾技術的研究越來越引起大家的高度重視。5.1單片機系統中硬件抗干擾設計一個好的電路設計，應在設計過程中充分考慮抗干擾性的要求。分析系統中可能引起干擾的部件，采取必要的硬件抗干擾措施，抑制干擾源、切斷干擾傳播途徑。本設計中的硬件抗干擾措施主要有一下幾點：一、為了避免電磁干擾，數字地、模擬地之間和數字電源、模擬電源之間接一磁珠。二、在焊電路板時，為了減小彼此間干擾，數字地、電源和模擬地、電源應盡量相隔遠一點。三、為了避免靜電干擾，對未用到的IO口通過電阻下拉到地，未用的模擬輸入也要接地。5.2單片機系統中的軟件抗干擾設計一般來講，竄入微機測控系統的干擾，其頻譜往往很寬，采用硬件抗干擾措施，只能抑制某個頻率段的干擾，仍有一些干擾會進入系統。因此，除了采取硬件抗干擾方法外，還要采取軟件抗干擾措施。本設計中主要采取的軟件抗干擾措施如下：一、在測量PT周期時，為了減小由于干擾引入的誤差，采用多次測量求平均的方法，共測得8組，然后求平均即得PT周期。二、為了防止系統失控、程序進入死循環，采用看門狗復位電路，通過周期性的寫入MOVWDTCN,#0A5指令，可防止看門狗溢出，重新啟動和允許看門狗。三、為了提高ADC0的靈活性，通過VREF引腳選用內部時鐘。但是內部時鐘的誤差太大，在串口通訊的過程中，要選用外部時鐘。可用軟件實現內、外部時鐘的切換。四、不用的代碼空間全部清0，這樣可在程序跑飛后再重新運行。6軟硬件調試6.1調試環境C8051F020具有片內JTAG邊界掃描和調試電路，通過4腳JTAG接口并使用安裝在計算機上就可以進行非侵入式、全速的在系統調試。該JTAG接口完全符合IEEE1149.1規范，為測試提供完全的邊界掃描功能。適配器(EC2)一端與計算機相連，另一端與C8051F單片機JTAG口相連。應用Cygnal提供的IDE調試環境或Keil的uVision2調試環境就可以進行非侵入式全速的在系統編程。開發工具與PC機硬件連接：將JTAG扁平電纜與串行示配器EC2連接將JTAG扁平電纜的另一端與目標系統連接將RS232串行電纜的一端與EC2連接連接RS232串行電纜的另一端到PC給目標系統上電插入CD并運行SETUP.EXE將IDE軟件安裝到您的PC機在PC機的開始菜單的程序項中選擇CygnalIDE點擊Cygnal圖標運行IDE軟件圖6-1開發工具與PC機的硬件連接下面重點介紹模擬輸入輸出口J11和J20：所有的模擬信號都被連到連接器J24此外有幾個模擬信號還被引到J20插線排上.表6-1是J20插線排的說明,跳接插塊J11為連接DAC0和DAC1輸出到不同的模擬輸入提供了方便.只需在J11相鄰的插針即DAC輸出與模擬輸入之間上安置一個短接塊就可以完成這一功能.表6-2為J11引腳的定義表6-1J20插線排表6-2J11跳接插塊6.2調試步驟根據畫好的電路原理圖連接好電路，利用實驗室的計算機、C8051F020仿真器、可調信號源、示波器來對軟、硬件進行調試。采用分步、分塊調試的方法進行調試。調試步驟如下：一、前向通道的調試先斷開74LS74與放大電路的連接，輸入TTL信號，用示波器觀察輸出為穩定的二分頻信號，則說明74LS74正常工作。將模擬峰峰值為1V左右、頻率小于250Hz的正弦信號作為放大電路的輸入信號，在輸出端觀察波形為幅值放大的正弦波，則放大電路正常工作。二、A/D及比較器的調試將C8051F020的串口與計算機連好，并點擊軟件連接。將峰峰值為1V左右、頻率小于250Hz、且加直流電平的正弦信號送入A/D的AIN0.0口及CP0口，P0.4的輸出接74LS74的輸入，74LS74輸出接P0.6（/INT0）用示波器觀察輸出為穩定的方波，則正常工作。6.3調試過程中出現的問題一、在一開始調試前向放大電路時，輸入信號通過放大器LM324后信號消失。原因是放大器后所接的兩個電容組成的濾波電路將信號濾掉了，應將電容取掉。二、二分頻后信號周期性倒相，原因是沒有及時周期性的加入看門狗復位指令MOVWDTCN,#0A5。7經濟技術分析經過這段時間的方案論證和緊張設計，我們設計的小電流數據采集系統已見雛形。它已經達到了預期要求的效果，可以說，該設計在理論上是可行的。下面對小電流數據采集系統從技術、經濟、效益等方面進行可行性分析。7.1技術分析小電流非接地數據采集系統的硬件以及外圍電路各部分的作用及工作過程如下：PT、CT→隔離放大電路→濾波整形電路→測頻電路→電平轉換電路→C8051F020單片機→GPS模塊→GSM模塊→上位機隔離放大電路：將采集來的弱PT/CT信號隔離干擾并適當放大。濾波整形電路：將基波和五次諧撥波以外的波濾除，以送后向處理。測頻電路：對輸入信號進行二分頻，然后能夠準確、方便的測出信號的周期電平轉換電路：主要是通過MAX232電平轉換芯片來實現將RS232電平與TTL電平的相互轉換。C8051F020單片機：主要對輸入的模擬信號進行模數轉換、過零比較，并進行FFT計算，得到所需的幅值和相位儲存起來。GPS模塊：運用全球定位系統，收到1PPS的脈沖時，單片機發送數據給上位機。GSM模塊：將采集并計算好的數據通過無線通信網絡GSM模塊來實現無線傳輸。經過上述多級數據傳輸的分析，我們可以看出完全可以實現數據采集及處理、發送的功能。7.2經濟分析7.2.1設計投資及成本分析小電流非接地數據采集卡的硬件主要包括：LM324、MAX7400、MAX232、74LS74、C8051F020、GSM模塊等。由于C8051F020的兼容性，我們省去了單獨購買A/D轉換器、EPROM、DSP器件、看門狗的費用，使成本大大降低，提高了數據采集卡的性價比。7.2.2效益分析通過使用小電流非接地數據采集卡，我們可以及時跟蹤了解電力系統的故障情況，一旦發生故障，我們能及時的將數據發送出去，使上位機能及時、有效、準確的選線以找到故障位置并進行處理，實時性好，節省了人力、物力和財力，克服了人工查詢所帶來的弊端，給電力系統帶來巨大的經濟效益。結論通過對本課題的設計，我又接觸了很多芯片并學習了很多新知識。學會了把理論知識運用于實踐，掌握了進行系統設計的基本流程及注意事項。為我今后的工作和學習積累了豐富的經驗。在硬件的設計中，我掌握了C8051F020的A/D轉換、看門狗、比較器的運用，我還學會了74LS74的分頻原理，MAX7400，LM2324的硬件原理。還對RS232的串口標準及電平轉換芯片MAX232的內部結構、外圍電路和轉換原理有了更深入的了解。還對GSM、GPS模塊有了很深的了解。在軟件的設計中我掌握了C8051F020的指令格式、內存分布及各種寄存器等，學會了ADC0的工作原理，對單片機有了進一步的了解。我還掌握了測量一個波形的周期，求FFT的采樣值及FFT的工作原理及單片機實現。此外，我還了解了GSM模塊的原理及通信協議。在軟硬件調試中，學會了一個設計的調試方法及調試過程。并從中積累了很多經驗。在此期間，我熟練掌握了protel99制圖工具，能運用它完成原理圖及PCB板的制作，還學會了自己來創建元件庫。通過該設計，我對單片機和FFT有了更進一步的了解，并把理論和實踐想統一，為以后積累了豐富的經驗。參考文獻1楊剛，周群.電子系統設計與實踐[M].電子工業出版社.2004，220～2242張志恒，劉愛中，鄭紀平.開關電容濾波器的設計與應用[J].電力學報.2002，（1）：40～453潘琢金.C8051Fxxx高速SOC單片機原理及應用[M].北京航空航天大學出版社.2002，1～4004求是科技.單片機典型模塊設計實例導航[M].人民郵電出版社.2005，426～4295胡漢才.單片機原理及接口技術[M].清華大學出版社.1996，352～3546趙負圖等.數據采集與控制系統[M].北京科學技術出版社.1987，202～2067田良等.綜合電子設計與實踐[M].東南大學出版社.2002，402～4048程佩青.數字信號處理教程[M].清華大學出版社.2003，138～1589OppenheimAV,SchaferRW.DigitalSignalProcessing[M].PrenticeHall,Inc,1975，397～40810肖宛昂.嵌入式系統中FFT算法研究[J].單片機與嵌入式系統應用.2002，68～6911何立民.單片機應用系統技術[M].北京航空航天大學出版社.1990，198～20612潘永雄，沙河，劉向陽.電子線路CAD實用教程[M].西安電子科技大學出版社.2000，302～30613Rao.GuthikondaV.Microprocessorsandmicrocomputersystem[M].VanNostrandReinholdCompany,1982，406～50214李華.MCS-51系列單片機實用接口技術[M].北京航空航天大學出版社.1993，102～12015劉星等.計算機接口技術[M].機械工業出版社.2003，203～220致謝經過了3個多月的畢業設計，我的動手能力有了很大提高，并使我的專業理論知識很好的運用到實踐中。通過這整個的設計過程，我學會了設計一個項目要進行方案論證、器件選擇、經濟技術分析和社會效益評估等，尤其是張玉茹老師那敏銳的思維和嚴謹的態度使我受益匪淺，此外張老師的“沒病不死人”和“成功往往在再堅持一步”這兩句名言使我終身難忘。這些都對我今后的工作和學習有很大的幫助。在此，要特別感謝以下老師和同學：感謝張玉茹老師在理論和實踐上的指導和幫助。感謝實驗室張春山和畢忠琴老師在技術上的指導和設備上的支持。感謝同組孫靜怡同學對我的幫助和愉快合作。最后，再次感謝我的指導老師給我的指導。相信這次設計對我今后的人生歷程是不可多得的財富。附錄1文獻譯文用過采樣和求均值提高ADC分辨率引言很多應用需要使用模/數轉換器ADC進行測量。這些應用所需要的分辨率取決于信號的動態范圍必須測量的參數的最小變化和信噪比SNR。因此很多系統使用較高分辨率的片外ADC，然而也可以通過使用一些技術來達到較高的分辨率和SNR。本文介紹用過采樣和求均值的方法來提高模數轉換的分辨率和SNR。過采樣和求均值技術可以在不使用昂貴的片外ADC的情況下提高測量分辨率本文討論如何使用過采樣和求均值的方法來提高模/數轉換ADC測量的分辨率。關鍵點可用過采樣和求均值技術提高測量分辨率不必采用昂貴的片外ADC過采樣和求均值對SNR和測量分辨率的改善是以增加CPU時間和降低數據吞吐率為代價的對于白噪聲的情況過采樣和求均值可以改善信噪比數據轉換器噪聲源ADC轉換時可能引入很多種噪聲。例如：熱噪聲、雜色噪聲、電源電壓變化、參考電壓變化、由采樣時鐘抖動引起的相位噪聲以及由量化誤差引起的噪聲。由量化誤差引起的噪聲通常被稱為量化噪聲。這些噪聲源的噪聲功率是可以變化的，有很多技術可用于減小噪聲。例如精心設計電路板和在參考電壓信號線上加旁路電容。但是，ADC總是存在量化噪聲。所以，一個給定位數的數據轉換器的最大SNR由量化噪聲（不使用過采樣技術時）定義。在正確的條件下，過采樣和求均值會減小噪聲和改善SNR，這將有效地提高測量分辨率的位數。圖1所示的系統可以用Cygnal的片內ADC和一個軟件子程序來實現，軟件程序先采樣一組樣本，然后求這些樣本的平均值（濾波）而得到結果。提高ADC測量的分辨率很多應用需要測量大動態范圍的信號值，還可能需要用高分辨率測量某個參數的微小變化。例如，ADC要測量很大的溫度范圍，還要求系統對小于1度的變化做出響應，這樣的系統可能需要16位的測量分辨率。使用Cygnal的片內12位ADC，并采用過采樣和求均值技術即可達到以16位分辨率測量某個參數的目的，而不必使用昂貴的片外16位ADC。某些應用要使用ADC分析帶有高頻成分的信號，這樣的系統也會從過采樣和求均值技術受益，根據奈奎斯特定理所要求的采樣頻率為奈奎斯特頻率：fn=2·fm其中fm是輸入信號的最高頻率方程1.奈奎斯特頻率采樣頻率fs高于fn則為過采樣過采樣能提高測量分辨率。根據要增加的分辨率計算過采樣率為了增加有效位數，ENOB信號被過采樣或者說ADC以高于系統所需采樣頻率fs的速率對信號采樣。所需要的采樣頻率由系統對參數測量所要求的頻度（輸出數據字的速率）決定，或者是奈奎斯特頻率fn。每增加一位分辨率信號必須被以4倍的速率過采樣：其中w是所希望增加的分辨率位數fs是初始采樣頻率要求fos是過采樣頻率方程2.增加測量分辨率的過采樣頻率假設一個系統使用12位的ADC，每秒輸出一個溫度值1Hz，為了將測量分辨率增加到16位我們按下式計算過采樣頻率：因此，如果我們以fs=256Hz的采樣頻率對溫度傳感器進行過采樣，我們將在所要求的采樣周期內收集到足夠的樣本。對這些樣本求均值，便可得到16位的輸出數據。為此我們先累加將256個連續樣本加在一起，然后將總和除以16或將總和右移4位，這樣的過程通常被稱為抽取。這樣得到的結果是16位的有用數據，所做的操作被稱為累加和轉儲。一旦我們計算得到由256個樣本（對本例而言）所產生的結果，我們將對數據進行保存或處理，然后開始為下一個輸出字采集樣本。注：用于累加過采樣數據和進行除法運算的存儲器單元的字節數必須足夠多，以免發生溢出或截斷錯誤。根據要增加的SNR計算過采樣率在不進行過采樣和求均值時，ADC測量的SNR理論極限是由模數轉換過程中固有的量化噪聲決定的。因為量化誤差取決于ADC的分辨率位數（見方程5）。所以最好情況下的SNR值是數據轉換有效位數的函數，計算公式如下：其中ENOB是測量值的有效位數方程3.SNR為ENOB的函數方程3對滿度輸入有效，這就是說輸入信號的動態范圍必須與ADC的參考電壓一致，否則實際SNR比用方程3計算出來的值要低。如果用于測量某個參數的ADC是12位的，并且不采用過采樣技術，則最佳SNR值

（方程3計算）為74dB。如果我們想得到更高的SNR，則必須根據給定的SNR用方程3計算所需要的ENOB，一旦我們知道所要求的ENOB，即可用方程2計算所需要的過采樣頻率。例如，如果一個給定應用所要求的SNR為90dB，則我們至少需要16位的分辨率。使用一個12位的ADC并根據方程2計算，我們知道必須以256倍的頻率進行過采樣。過采樣和求均值法何時有效過采樣和求均值法的有效性取決于主要噪聲源的特性，最關鍵的要求是噪聲源應為白噪聲。噪聲必須逼近白噪聲在整個有用頻帶內具有平均分布的功率譜密度噪聲幅度必須足夠大能引起輸入信號樣本之間的隨機變化變化幅度至少為兩個相鄰代碼之間的距離輸入信號可以用一個在兩個相鄰ADC代碼之間具有等概率分布的隨機變量表示注：過采樣和求均值不能補償ADC的積分非線性誤差INL過采樣和求均值技術對相關或不能用白噪聲模擬的噪聲，例如，反饋系統的噪聲不起作用。另外，如果量化噪聲的功率大于自然白噪聲，例如，熱噪聲過采樣和求均值技術也不會奏效。ADC的分辨率較低時就屬于這種情況，大多數使用12位ADC的應用都可以從過采樣和求均值技術獲益。實例根據方程2過采樣率為256所提供的代碼，將256個連續的ADC樣本累加到變量accumulator，在完成累加后又將accumulator右移4位并將結果存入變量result中。在得到計算結果后，accumulator被清空清0，準備進行下一次計算。對ADC樣本的累加是在ADC轉換完成中斷服務程序（ADC_isr）中完成的。分辨率提高我們使用過采樣和求均值技術，將對溫度傳感器的測量精度從12位提高到16位。讓我們對溫度測量中的分辨率提高進行一下比較。片內溫度傳感器的滿度