第3章無線通信基本技術-2第一頁，共48頁。3.3調制技術

3.3.1調制技術概述

調制的目的就是使攜帶信息的信號與信道特性相匹配，從而有效地利用信道傳輸。

調制是通過改變高頻載波的幅度、頻率和相位，使其隨著基帶信號的變化而變化來實現的；

解調則是將基帶信號從載波中提取出來，便于接收者(信宿)處理和理解的過程。2第二頁，共48頁。無線信道的基本特征是：第一，帶寬有限，它取決于可使用的頻率資源和信道的傳播特性；第二，干擾和噪聲影響大，這主要是移動通信工作的電磁環境所決定的；第三，存在著多徑衰落和多普勒頻率擴展。針對無線信道的特點，要求已調信號應具有高的頻譜利用率和較強的抗干擾、抗衰落的能力。下面對常用的幾種調制方式進行介紹。3第三頁，共48頁。3.3.2最小頻移鍵控(MSK)

最小頻移鍵控(MSK)是2FSK的改進。

1.2FSK信號

設輸入到調制器的數據序列中傳號(1)表示為+1，空號(0)表示為－1(ak=±1)，輸入數據比特的寬度為Tb。2FSK輸出信號為

式中，kTb≤t≤(k+1)Tb，ω1=2πf1，ω2=2πf2。(3-3-1)4第四頁，共48頁。

定義載波角頻率為

ω1、ω2對ωc的角頻偏為

其中，就是對載波頻率fc的頻率偏移。

定義調制指數為

(3-3-2)(3-3-3)(3-3-4)5第五頁，共48頁。根據ak、h、Tb可以重寫一個碼元內2FSK信號表達式：(3-3-5)式中：

稱做附加相位，它是t的線性函數，斜率為。(3-3-6)6第六頁，共48頁。2.相位連續的2FSK

從原理上講,2FSK信號的產生可以用兩種不同的方法：開關切換方法和調頻方法，如圖3-5所示。圖3-52FSK的開關切換方法和調頻方法開關切換所得的2FSK信號是一種相位不連續的FSK信號,調頻方法所產生的是相位連續的2FSK信號(CPFSK)。7第七頁，共48頁。將式(3-3-6)代入式(3-3-7)，有

這樣就要求滿足關系式：

φk=(ak－1－ak)πhk+φk－1(3-3-9)

即要求當前碼元的初相位φk由前一碼元的初相位φk－1、前一碼元ak－1和當前碼元ak來決定。這種關系就是相位約束條件。滿足這種相位約束條件的FSK就是相位連續的FSK。這兩種相位特性不同的FSK信號波形如圖3-6所示。(3-3-8)

所謂相位連續,是指不僅在一個碼元持續期間相位連續，而且在從碼元ak－1到ak轉換的時刻kTb，兩個碼元的相位也連續，即θk(kTb)=θk－1(kTb)(3-3-7)8第八頁，共48頁。圖3-62FSK信號的波形波形是不連續的波形是連續的9第九頁，共48頁。另外，隨著調制指數的增加，信號的帶寬也在增加。從頻帶效率考慮，調制指數不宜太大；但過小又會因兩個信號頻率過于接近而不利于信號的檢測，所以，應當根據它們的相關系數以及信號的帶寬綜合考慮。在相同的調制指數情況下，CPFSK的帶寬比一般的帶寬要窄。這意味著CPFSK的頻帶效率比2FSK高，所以，在移動通信系統中2FSK調制常常采用相位連續的調制方式。(3-3-4)10第十頁，共48頁。3.最小頻移鍵控(MSK，MinimumShiftKeying)

為方便討論，令它們的初始相位為0，可以求得2FSK信號歸一化互相關函數ρ如下：

(3-3-10)通常總是滿足ωcTb=nπ,因此式(3-3-10)中可以略去第一項，

得：

(3-3-11)從式(3-3-11)中可以看出，當調制指數h=0.5,1,1.5,…時,ρ=0，即兩個信號是正交的。信號的正交有利于信號的檢測。11第十一頁，共48頁。這些使ρ=0的參數h的最小值為0.5，此時在Tb給定的情況下，對應的兩個信號的頻率差|f1－f2|存在最小值，從而使FSK信號有最小的帶寬。最小頻移鍵控（MSK）：調制指數為0.5的連續相位2FSK。

h=0.5的CPFSK就稱做最小頻移鍵控(MSK)。MSK的信號表達式為

(3-3-12)12第十二頁，共48頁。相鄰碼元的相位變化量為

由于ak=±1，因此，每經過Tb時間，相位增加或減少π/2，由該碼元ak的取值而定。

隨著時間的推移，附加相位的函數曲線是一條折線，稱為MSK信號的相位路徑。(3-3-13)

4.MSK信號的相位路徑及功率譜

1)相位路徑

由于h=0.5，因此，MSK信號的表達式為(3-3-12)13第十三頁，共48頁。圖3-7附加相位的相位路徑從圖中可以看到φk的取值:

0，－π/2，0，π/2，π，…(k=0，1，2，3，4，…)。相位約束條件是：(3-3-14)14第十四頁，共48頁。3)MSK的功率譜

MSK的功率譜為

式中,A為信號的幅度。(3-3-18)圖3-8MSK的功率譜由圖3-8可見，MSK信號比一般2FSK信號有更高的帶寬效率。15第十五頁，共48頁。MSK的譜特性已比2FSK有很大的改進，但旁瓣的輻射功率仍然很大，從而造成較大的鄰道干擾。

旁瓣的功率之所以比較大,是因為數字基帶信號含有豐富的高頻分量，若用低通濾波器濾掉其高頻分量，則可以減少已調信號的帶外輻射。

移動通信的鄰道干擾要求低于60dB，故MSK的頻譜仍不能滿足要求。16第十六頁，共48頁。

5.高斯濾波最小頻移鍵控(GMSK)問題提出：MSK由于基帶信號含有豐富的高頻分量，使得已調信號帶外輻射較大，不能滿足功率譜在鄰道取值低于主瓣峰值的60dB。解決方法：將矩形脈沖信號先通過高斯低通濾波器，形成高斯形脈沖，再進行MSK調制，即在MSK調制器前加入一高斯低通濾波器來實現，如圖3-9所示。圖3-9GSMK調制的原理方框圖17第十七頁，共48頁。為了抑制高頻成分，圖中的高斯低通濾波器要滿足下列要求：

(1)帶寬窄，且是銳截止的，(脈沖包絡無陡峭點和拐點)

(2)具有較低的過脈沖響應。

(3)能保持輸出脈沖的面積不變。GMSK調制原理：通過將調制的不歸零數據通過高斯脈沖成形濾波器，進一步平滑了MSK信號的相位曲線，使其頻譜上的旁瓣水平大大降低。預調制濾波器MSK調制器輸入數據調制指數為0.5不歸零(NRZ)18第十八頁，共48頁。預調制濾波器的沖激響應：(3-3-20)幅頻特性為該濾波器對單個寬度為Tb的矩形脈沖的響應為式中B為濾波器帶寬(3-3-19)其中：19第十九頁，共48頁。GMSK濾波器習慣上使用BTb乘積來定義。結論：BTb趨于無窮大，GMSK即為MSK的情況。BTb越小，脈沖持續時間越長，同時引入的碼間串擾越嚴重。圖高斯濾波器的矩形脈沖響應B為濾波器的3dB帶寬；Tb為基帶信號持續時間。20第二十頁，共48頁。圖3-10GMSK信號的功率譜密度結論:與MSK相比，GMSK的主瓣能量更集中，旁瓣更低；BTb越大，旁瓣越大，帶外輻射越大。BTb趨于無窮大時，GMSK信號的功率譜與MSK的功率譜一致。BTb越小，低通濾波器帶寬越窄，GMSK的主瓣越窄；但碼間串擾越嚴重；通常取BTb=0.2~0.3。21第二十一頁，共48頁。

例3-2為了產生0.25GMSK信號，當信道數據速率Rb=270kb/s時，找到高斯低通濾波器的3dB帶寬。射頻信道中，90%的功率集中在多大的帶寬中？試確定高斯濾波器的3dB帶寬B。

解：

由題目可得

因為BTb=0.25，解出B：

所以3dB帶寬是67.568kHz。為了確定90%功率帶寬，在表3-2中查出相當的值為0.57Rb。因此，發射頻譜上90%功率帶寬為BW=0.57Rb=0.57×270×103=153.9kHz22第二十二頁，共48頁。3.3.3π/4QPSK(π/4正交相移鍵控調制)

1.二進制相移鍵控調制(BPSK)

BPSK隨輸入的數據序列的不同利用幅度恒定、相位不同的兩個載波信號進行表示,通常兩個載波信號的相位相差180°。設輸入數據序列為｛ak｝，ak=±1，k=－∞～+∞，則BPSK的信號形式為

式中，kTb≤t<(k+1)Tb。(3-3-21)

23第二十三頁，共48頁。

s(t)還可以表示為

即當輸入為“+1”時，對應的信號附加相位為“0”,當輸入為“－1”時，對應的信號附加相位為“π”。

PSK可采用相干解調和差分相干解調(PSK采用相干解調，DPSK采用差分相干解調)，如圖3-11所示。

(3-3-22)

24第二十四頁，共48頁。圖3-11PSK的解調框圖25第二十五頁，共48頁。

在輸入噪聲為窄帶高斯噪聲(其均值為0，方差為)時，在輸入序列“+1”和“－1”等概出現的條件下，相干解調后的誤比特率為

式中，，a為接收信號幅度。

在相同的條件下，BPSK差分相干解調的誤比特率為

式中，。(3-3-23)(3-3-24)

26第二十六頁，共48頁。2.四相調制

1)QPSK信號

QPSK(正交相移鍵控)比BPSK的帶寬效率高兩倍，因為在QPSK調制中，一個調制符號傳輸兩比特信息。即發送的序列，每兩個相連的比特分為一組，構成一個四進制的碼元，即雙比特碼元。如圖3-14所示。

圖3-14雙比特碼元27第二十七頁，共48頁。雙比特碼元的4種狀態用載波的4個不同相位φk表示，可用有四個點的二維星座圖描述。

雙比特碼元和相位的對應關系可以有許多種，圖3-15是其中的一種。這種對應關系叫做相位邏輯。圖3-15QPSK的一種相位邏輯28第二十八頁，共48頁。

sQPSK(t)=Acos(ωct+φk)

k=1，2，3，4；kTs≤t≤(k+1)Ts

其中，A為信號的幅度；ωc為載波頻率。(3-3-26)QPSK信號可以表示為

也可以表示為

29第二十九頁，共48頁。2)QPSK信號的產生

QPSK信號可以用正交調制方式產生。將式(3-3-26)展開：

sQPSK(t)=Acos(ωct+φk)=Acosφkcosωct－Asinφksinωct

=Ikcosωct－Qksinωct(3-3-27)

式中，Ik=Acosφk，Qk=Asinφk，φk=arctan(Qk/Ik)。圖3-16QSPK信號的產生二進制雙極性不歸零碼在兩個支路加入低通濾波器，對基帶信號實現限帶，衰減其部分高頻分量，從而減小已調信號的副瓣。30第三十頁，共48頁。3)QPSK信號的特性

QPSK是一種相位不連續的信號，隨著雙碼元的變化，在碼元轉換的時刻，信號的相位發生跳變。

當兩個支路的數據符號同時發生變化時，

相位跳變±180°；

當只有一個支路改變符號時，

相位跳變±90°。

信號相位的跳變情況

可以用信號星座圖來說明。00011110iq31第三十一頁，共48頁。QPSK信號由于在碼元邊界相位不連續，使得已調信號的包絡出現較大起伏。包絡起伏的幅度和QPSK信號的相位跳變幅度有關。

非恒包絡信號對非線性放大很敏感，它會使功率譜的副瓣再生，因此，應當設法減小信號包絡的起伏，所采用的措施就是減小信號的相位跳變幅度。

相位跳變幅度越大——信號包絡起伏越大——旁瓣功率越大

QPSK信號相鄰碼元相位相差最大為180°32第三十二頁，共48頁。3π/4差分正交相移鍵控調制（π/4-DQPSK

）

π/4-DQPSK是采用差分編碼的π/4-QPSK，是對QPSK信號的特性進行改進的一種調制方式。

改進之一是將QPSK的最大相位跳變從±π降為±3π/4，從而改善了π/4-DQPSK的頻譜特性。且帶限π/4QPSK信號比帶限QPSK有更好的恒包絡特性。

改進之二是解調方式。QPSK只能用相干解調，而π/4-DQPSK既可以用相干解調也可以采用非相干解調，從而大大簡化了接收機的設計。

π/4-DQPSK已應用于美國的IS-136數字蜂窩系統、日本的數字蜂窩系統(PDC)和美國的個人接入通信系統(PACS)中。33第三十三頁，共48頁。1)信號產生

π/4DQPSK可采用正交調制方式產生。圖3-20π/4DQPSK調制器【基本原理】/4-DQPSK信號的星座圖是兩個彼此相差/4的QPSK信號星座圖的疊加。如令0＝0的DQPSK信號表示奇數位符號；0＝/4的DQPSK信號表示偶數位符號；交替使用兩個星座圖。一個信號點表示兩個信息比特，共有八種可能的信號點。

34第三十四頁，共48頁。IQ兩個信號點之間的連線表示可能的相位跳變。（<=3

/4）在兩個星座間切換，對每個連續比特保證其符號間至少有一個/4整數倍的相位變化；相鄰碼元之間一定存在相位差所有相位路徑都不經過原點（圓心）【星座圖】/4-DQPSK星座圖35第三十五頁，共48頁。【優點】/4-DQPSK信號相鄰符號之間最大相位變化是3π/4，故低通濾波后/4-DQPSK信號比QPSK信號包絡波動更小。/4-DQPSK信號相鄰符號之間必存在相位差，有利于接收機提取碼元同步。可采用鑒頻器進行非相干解調。36第三十六頁，共48頁。3.3.4正交振幅調制(QAM)技術

正交振幅調制(QAM)是一種頻譜利用率很高的調制方式，在大容量數字微波通信系統、有線電視網絡高速數據傳輸、衛星通信系統等領域得到了廣泛應用。

1.QAM信號的產生

正交振幅調制是在多進制PSK調制的基礎上，通過相位和振幅的聯合控制，從而可以在限定的頻帶內傳輸更高速率的數據，進一步提高頻譜效率。37第三十七頁，共48頁。輸入的二進制序列經過串/并變換器分為輸出速率減半的兩路并行序列，再分別經過2電平到L電平的變換，形成L電平的基帶信號。為了抑制已調信號的帶外輻射，該L電平基帶信號還要經過預調制低通濾波器，再分別與同相載波和正交載波相乘。最后將兩路信號相加得到QAM信號y(t)。圖3-24QAM信號調制框圖38第三十八頁，共48頁。

正交振幅調制的一般表達式為

y(t)=Amcosωct+Bmsinωct

0≤t<Ts(3-3-40)

式(3-3-40)由兩個相互正交的載波構成，每個載波被一組離散的振幅{Am}和{Bm}所調制，故稱這種調制方式為正交振幅調制。式中:Ts為碼元寬度；m=1，2，3，…，M；M為Am和Bm的電平數。39第三十九頁，共48頁。

2.QAM信號的解調

QAM的相干解調框圖如圖3-24(b)所示。

在接收端，輸入信號與本地恢復的兩個正交載波信號相乘，經過低通濾波器、多電平判決、L到2電平轉換，再經過并/串變換就得到了輸出數據。圖3-24QAM信號調制與解調框圖40第四十頁，共48頁。3.3.5正交頻分復用調制（OFDM）當系統在傳輸高速數據業務時，發送符號的周期可能與時延擴展相比擬，甚至小于時延擴展，此時將引入嚴重的碼間干擾，導致系統性能的急劇下降。在許多移動通信系統中都采用了均衡技術消除碼間干擾。但是如果數據速率非常高，若采用單載波傳輸數據，往往要設計幾十甚至上百個抽頭的均衡器，這不僅是硬件設計的噩夢。OFDM系統是一種采用多載波多進制調制的并行傳輸系統。既可以維持發送符號周期遠遠大于多徑時延，又能夠支持高速的數據業務，信道均衡變得相對容易。41第四十一頁，共48頁。OFDM的基本原理：將高速的數據流分解為多路并行的低速數據流，在多個載波上同時進行傳輸。對于低速并行的子載波而言，由于符號周期展寬，多徑效應造成的時延擴展相對變小。當每個OFDM符號中插入一定的保護時間后，碼間干擾幾乎就可以忽略。

多載波多進制并行傳輸

正交頻分復用是一種特殊的多載波傳輸方案，通過應用離散傅里葉變換（DFT）和其逆變換（IDFT）方法解決了產生多個互相正交的子載波和從子載波中恢復原信號的問題。42第四十二頁，共48頁。圖3-26多載波系統的基本結構各子載波之間滿足正交性(即OFDM)，各子載波在頻譜上有1/2的重疊，OFDM與FDM的不同示于圖3-25中。在接收端通過相關解調技術分離出來，避