word文檔可自由復(fù)制編輯word文檔可自由復(fù)制編輯word文檔可自由復(fù)制編輯安徽工業(yè)大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(論文)任務(wù)書 課題名稱 DC-DC電源模塊并聯(lián)均流控制技術(shù)研究 學(xué)校 安徽工業(yè)大學(xué) 學(xué)院 電氣信息學(xué)院 專業(yè)班級 姓名 學(xué)號 畢業(yè)設(shè)計(論文)的主要內(nèi)容及要求：主要內(nèi)容：(1)常用的均流方法介紹Buck電路的拓撲、工作原理，主要波形、參數(shù)計算及設(shè)計Buck電路的小信號分析，電路仿真及補償平均電流自動均流法改進型的介紹及仿真課題要求:(1)閱讀與畢業(yè)設(shè)計相關(guān)的中、英文參考文獻（8篇以上，至少2篇英文）。熟練地應(yīng)用計算機，包括上網(wǎng)查找中、英文參考資料等。翻譯一篇與本課題有關(guān)的英文資料。起止時間：R2012年3月1日至2012年6月12日共15周指導(dǎo)教師 系主任 院長 簽字 簽字 簽字摘要隨著大功率負載和大電流負載的需求，電源模塊并聯(lián)控制技術(shù)研究的越來越重要，而如何很好的實現(xiàn)并聯(lián)電源模塊間輸出電流的平均分配成為并聯(lián)技術(shù)的核心。針對這個問題，本文介紹了在并聯(lián)變換器模塊的簡化、近似線性化的小信號數(shù)學(xué)模型下的均流方法。論文簡要介紹了常用的均流方法及其優(yōu)缺點，對Buck變換器的基本電路結(jié)構(gòu)和工作原理作了說明，給出了主電路的主要點的電壓電流波形、主要關(guān)系式，然后計算出了各元件的參數(shù)，并基于這些參數(shù)建立了小信號模型，做了一個Buck變換器仿真對結(jié)論進行了驗證以及補償?shù)脑O(shè)計。對平均電流自動均流法改進型及其優(yōu)缺點，最后在matlab上進行了驗證性仿真。關(guān)鍵詞：并聯(lián)DC/DC變換器均流控制；小信號分析；平均電流自動均流法

RESEARCHONTHECONTROLTECHNOLOGYOFTHEPARALLELEDDC/DCCONVERTERMODULESAbstractWiththeincreasingdemandoflargepowerloadandlargecurrentload，theimportantofresearchonparalleledpowersupplymodulesisincreasing，whilehowtoachievetheequilibratiofnoutputcurrentsisthekeytechnologyofmarkingthemodulesworkinparallel.asforthequestion,amethodofcurrent-sharingcontrolisintroduced，whichisinconditionthattheapproximatelinearizationsmall-signalmodels.Firstofall,thispaperbrieflyintroducessomecommonmethodsofcurrent-sharingcontrolandtheiradvantagesanddisadvantages,detailedintroducesthebasiccircuit，structureandworkingprincipleofbuckconverter,andgivesthewaveform,mainexpressionofthemaincircuit,parametercalculation,smallsignalmodel,madeabuckconvertertoverifytheconclusionandcompensationdesign.Second,detailedintroducimprovingaveragecurrentsharingcontrolmethodsandtheiradvantagesanddisadvantages,andthelastinthematlabsimulationontheverification.Keywords：paralleledDC/DCconverters；current-sharingcontrol；Small-signalmodel；theaveragecurrentsharingcontrols.目錄第一章緒論......................................................................51.1課題的研究背景和意義.......................................................51.2并聯(lián)均流控制...............................................................61.2.1均流控制的必要性......................................................61.2.2交錯并聯(lián)運行..........................................................71.3常用的并聯(lián)均流控制方法.....................................................71.3.1輸出阻抗法............................................................71.3.2主從設(shè)置法............................................................81.3.3平均電流自動均流法....................................................91.3.4自動主從控制法........................................................101.3.5外加均流控制器均流法..................................................111.4并聯(lián)均流控制方法的擴展.......................................................121.5本課題的目的和主要研究內(nèi)容...................................................13第2章DC/DC變換器主電路的設(shè)計...................................................152.1Buck變換器.................................................................152.2Buck電路的數(shù)學(xué)模型.........................................................222.3具體Buck變換器主電路參數(shù)設(shè)計................................................24 2.3.1占空比 D.............................................................243.2濾波電容L..............................................................242.3.3濾波電容C.............................................................242.4Buck電路的Matlab/simulink閉環(huán)系統(tǒng)仿真..........................................252.5小結(jié)........................................................................29第3章平均電流自動均流法..........................................................30DC/DC并聯(lián)變換器不均流分析..................................................30改進的平均電流自動均流法...................................................323.2.1電壓型均流控制........................................................333.2.2改進型一平均電流型均流控制1.........................................333.2.3改進型二平均電流型均流控制2.........................................34仿真.......................................................................35小結(jié).......................................................................39結(jié)論............................................................................40致謝............................................................................41參考文獻..........................................................................42第一章緒論1.1課題的研究背景和意義 隨著科技的發(fā)展，電子設(shè)備往往需要大容量的直流電源供電，例如：巨型計算機系統(tǒng)需要5V、幾百安培的電源供電：通訊用電源系統(tǒng)需要50V/2400A的電源供電；固態(tài)雷達發(fā)射機需要40V/1000A的穩(wěn)定度高、紋波低且噪聲小的電源供電；下一代的微處理器需要1.1V-1.8V/30A-50A的特種電源一電壓調(diào)整模塊供電等等。由于單個電源組件的功率容量畢竟是有限的，在需大容量供電的情況下，如果采用單個電源供電，該變換器勢必要處理巨大的功率，電應(yīng)力大，給功率器件的選擇、開關(guān)頻率和功率密度的提高帶來困難。并且一旦單個電源發(fā)生故障，則導(dǎo)致整個系統(tǒng)崩潰。而采用多個電源模塊并聯(lián)運行，來提供大功率輸出是電源技術(shù)發(fā)展的一個新方向。并聯(lián)電源系統(tǒng)中每個電源模塊只處理較小的功率，解決了上述單個電源遇到的問題，而且還可以應(yīng)用冗余技術(shù)，提高系統(tǒng)的可靠性。近年來，分布式電源供電方式成為電力電子學(xué)新的研究熱點。相對于傳統(tǒng)的集中式供電，分布式電源利用多個中、小功率的電源模塊并聯(lián)來組建積木式的大功率電源系統(tǒng)。在空間上各模塊接近負載，供電質(zhì)量高，通過改變并聯(lián)模塊的數(shù)量來滿足不同功率的負載，設(shè)計靈活，每個模塊承受較小的電應(yīng)力，開關(guān)頻率可以達到兆赫級，從而提高了系統(tǒng)的功率密度，分布式電源系統(tǒng)可方便地實現(xiàn)冗余，減少產(chǎn)品種類，便于標準化。總而言之，大功率負載需求和分布式電源系統(tǒng)的發(fā)展，使得開關(guān)電源并聯(lián)控制技術(shù)研究的重要性日益增加。較之傳統(tǒng)的單電源供電而言，并聯(lián)電源系統(tǒng)具有很多優(yōu)點，例如：可實現(xiàn)大電流、高效率，能夠保證較高的可靠性，能夠根據(jù)需要配置成冗余系統(tǒng)，能夠?qū)崿F(xiàn)電源容量的可擴充性，能夠降低成本投入等等。然而，由于工藝水平的限制和誤差的不可避免性，實際系統(tǒng)中參與并聯(lián)的各個模塊，它們彼此之間的參數(shù)或多或少都會有差異，這種差異只可以盡量縮小，卻難以完全避免。此外，各個模塊的參數(shù)還會隨著時間和溫度等外界因素的變化而發(fā)生變化，而這種由于外界因素而產(chǎn)生的各模塊參數(shù)的差別可能要比模塊本身固有的差別還要大的多。鑒于系統(tǒng)中參與并聯(lián)的各個電源模塊的特性無法做到完全一致，如果將各電源模塊直接并聯(lián)的話，勢必很難保證各電源模塊均勻分擔(dān)負載電流，嚴重影響系統(tǒng)的穩(wěn)定性和可靠性。因此，并聯(lián)均流技術(shù)成為電源模塊并聯(lián)運行的一個研究熱點與難點。1.2并聯(lián)均流控制1.2.1均流控制的必要性DC/DC并聯(lián)電源穩(wěn)態(tài)輸出直流電壓，則單個模塊的輸出電流將直接決定于該模塊的等效空載電壓和輸出電阻的大小，如此一來，參與并聯(lián)的每個模塊都可以等效為一個電壓源（代表空載電壓）和一個電阻（代表輸出電阻）的串聯(lián)，這種等效的方法可以為下面進一步研究DC/DC變換器并聯(lián)時的電流分布情況提供便利。圖1-1是兩個模塊并聯(lián)時輸出電流與輸出電壓的關(guān)系曲線。圖1-1(a)是兩個模塊的輸出阻抗相等(輸出特性曲線的斜率相等),但空載輸出電壓不相等時的情況,圖1.1(b)是兩個模塊的空載輸出電壓相等,但輸出阻抗不相等(輸出特性曲線的斜率不相等)時的情況。圖1-1(a)中兩個模塊的輸出特性分別為： V=V-IR(1.1) 1 011 0V=V-IR(1.2) 2 o21 0輸出電流差異為：V-V I=I-I=02 01(1.3) 21 R圖1-1(b)中兩個模塊的輸出性分別為：V=V-IR 1 01 01V=V-IR(1.4)2 02 02輸出電流差異為：V(R-R) I=I-I0 01 02(1.5)21R(R+R) L 01 02這只是針對兩個模塊并聯(lián)的情況，且要么空載電壓存在差別，要么輸出電阻存在差別，而非兩者同時存在差別。更一般的，如果不是兩個模塊而是多個模塊并聯(lián)，如果各模塊的空載電壓和輸出電阻都存在差別，那么，輸出電流的情況就可想而知了。因此，在采用并聯(lián)技術(shù)實現(xiàn)分布式電源的同時，必須采取一定的措施來保證每個模塊分擔(dān)相同的電流，只有這樣，才能保證系統(tǒng)穩(wěn)定可靠的工作，充分發(fā)揮并聯(lián)電源的優(yōu)點。(a)空載電壓不同，輸出阻抗相等(b)空載電壓相等，輸出阻抗不同圖1-1兩個模塊并聯(lián)運行時輸出電流與輸出電壓的關(guān)系1.2.2交錯并聯(lián)運行交錯并聯(lián)運行其實也是并聯(lián)方式的一種，N個模塊并聯(lián)交錯運行是指各個并聯(lián)模塊的開關(guān)頻率相同，但起始導(dǎo)通時刻彼此依次錯開1/N個開關(guān)周期。DC/DC變換器并聯(lián)運行時，如果能夠?qū)崿F(xiàn)并聯(lián)模塊的交錯運行，那么除具有普通并聯(lián)的一系列優(yōu)點外，還具有一些特有的優(yōu)點:首先，并聯(lián)交錯運行能夠降低輸出電流、電壓的紋波幅值，提高輸出電壓、電流紋波頻率。對于一臺N模塊并聯(lián)交錯運行的變換器來說，其輸出電流和電壓的紋波峰值要比單獨一臺子模塊電源的小,較之同樣的N個模塊并聯(lián)同步運行的變換器更是大為減小。其次,并聯(lián)交錯運行可以減小輸出濾波器的體積和重量,同時不增加開關(guān)頻率、開關(guān)損耗和器件應(yīng)力；改善輸入電流波形,減小輸入電容的容量和體積；提高輸入端功率因素，減小輸入端EMI；提高系統(tǒng)效率和功率密度等等。1.3常用的并聯(lián)均流控制方法從目前國內(nèi)外對均流控制技術(shù)的研究來看,常用的并聯(lián)均流方法有:輸出阻抗法、主從設(shè)置法、平均電流自動均流法、自動主從控制法、外加均流控制器均流法等。1.3.1輸出阻抗法輸出阻抗法在有的文獻里也稱為電壓調(diào)整率法或下垂法，是一種通過改變并聯(lián)模塊的外特性斜率來實現(xiàn)均流的一種方法。圖1-2為輸出阻抗法實現(xiàn)近似均流的一個實例。圖中，Rs為檢測模塊輸出電流的采樣電阻。采樣所得到的電流信號經(jīng)過電流放大器處理得到V1，與模塊輸出的反饋電壓Vf共同加到電壓放大器的輸入端。這個綜合的信號與電壓基準信號Vr比較后，所得誤差經(jīng)過放大得到Ve，控制PWM調(diào)制器和驅(qū)動器，進而自動調(diào)節(jié)模塊的輸出電壓。當某個模塊電流增加得多時，V1上升，Ve下降，于是模塊的輸出電壓隨著下降，即外特性向下傾斜，接近其他模塊的外特性，使其他模塊電流增大，實現(xiàn)近似均流，但同時，該模塊的電壓調(diào)整率卻變差了。Io---RsV1100RRVe電流放大電壓放大Vr Vf 圖1-2輸入阻抗法原理圖I1模塊1模塊1模塊2R1R2RLI2Vs--Io+Vs --圖1-3并聯(lián)示意圖輸出阻抗法是一種最簡單的自動均流方法,不需要模塊之間的控制線,模塊化特性好,它依靠自己內(nèi)部的輸出阻抗,或者外加的阻抗來保證模塊間負載電流的相對均分。由于它實際上是一種自身調(diào)節(jié)的控制技術(shù)，因此不會存在穩(wěn)定性的問題。然而這種方法的主要缺點是：當均流性能要求很高時，負載調(diào)整率比較差，當模塊的電壓穩(wěn)定性要求很高時，均流性能比較差。因此，由于上述這些特點，使得下垂法不適合應(yīng)用在高功率、高性能的場合，但是由于其簡單性，該方法在小功率場合被廣泛應(yīng)用。1.3.2主從設(shè)置法這種方法適用于電流型控制(即有電壓環(huán)和電流環(huán)雙環(huán)控制)的并聯(lián)電源系統(tǒng)。主從設(shè)置法是在并聯(lián)的N個變流器模塊中,人為的指定其中一個為主模塊,而其余的各個模塊為從模塊,從模塊電流是跟隨主模塊電流進行分配的。如圖1-4所示,圖中每個模塊都是雙環(huán)控制系統(tǒng),設(shè)模塊1為主模塊,按電壓控制規(guī)律工作,模塊2為從模塊,按電流控制方式工作。Vr為主模塊的基準電壓,Vf為輸出電壓反饋信號,通過電壓誤差放大器得到誤差信號Ve,它是主模塊的電流基準,與VI1比較后產(chǎn)生控制電壓Vc,控制脈寬調(diào)制器和驅(qū)動器工作。于是主模塊電流將按照電流基準Ve調(diào)制,即主模塊電流近似與Ve成正比。各個從模塊的電壓誤差放大器接成跟隨器的形式,主模塊的電壓誤差Ve輸入跟隨器,于是跟隨器輸出Ve,成為從模塊的電流基準,因此,從模塊也是按照Ve進行調(diào)制的,從而各個模塊實現(xiàn)了均流。PWM主功率PWMPWM主功率PWM主功率PWM主功率VI1VI2VI3VeVr從模塊從模塊圖1-4主從設(shè)置法均流控制原理圖該均流法要求主從模塊間必須有通訊聯(lián)系，所以整個系統(tǒng)比較復(fù)雜。且如果主模塊失效，則整個電源系統(tǒng)不能工作，因此可靠性取決于主模塊，只能均流，不適用于構(gòu)成冗余并聯(lián)系統(tǒng)。電壓環(huán)的工作頻帶寬，容易受外部噪聲干擾。1.3.3平均電流自動均流法這種方法要求并聯(lián)的各個模塊的電流放大器輸出端各自通過一個相同阻值的電阻接到一條公用母線上，該母線稱為均流母線，如圖1-5所示均流母線Vb主電路主電路電流放大負載電流電壓放大++VfVr*VeV1abRVc圖1-5平均電流自動均流法控制電路原理圖圖中電壓放大器輸入為V*，反饋電壓為Vf，Vr*是基準電壓Vr和均流控制電壓rVc的綜合，它與Vf進行比較放大后，產(chǎn)生電壓誤差Ve，控制調(diào)制器和驅(qū)動器。V1為電流放大器的輸出信號，與模塊的負載電流信號成比例，Vb為母線電壓。當n=2，即兩個模塊并聯(lián)時，V和V為模塊1和模塊2的電流信號，都經(jīng)過阻值相同的電阻R接到母線上，因此當流母的電流為零時(VV)R(VV)R0(1.6) 1 b2 bV(VV)2(1.7) b 1 2即母線電壓Vb是V1和V2的平均值，也代表了模塊1和模塊2輸出電流的平均值。V1,V與Vb之差為均流誤差，通過調(diào)整放大器輸出一個調(diào)整用電壓Vc。當V1Vb時，電阻上的電壓為零，V0，表明已經(jīng)實現(xiàn)了均流。當R上電壓不為零，表明模塊間c電流分配不均勻，VV，此時基準電壓V*VV將按進行修正，即通過調(diào)整放大1 b r r c器改變V*，以達到均流目的。平均流自動均流法的均流效果較好,易實現(xiàn)準確均流,為了使系統(tǒng)在動態(tài)調(diào)節(jié)過程中始終穩(wěn)定,通常要限制最大調(diào)節(jié)范圍,要將所有電壓調(diào)節(jié)到電壓捕捉范圍以內(nèi),如果有一個模塊的均流線短路,則系統(tǒng)無法均流,單個模塊限流也可能引起系統(tǒng)不穩(wěn)定,在大系統(tǒng)中,系統(tǒng)穩(wěn)定性與負載均流瞬態(tài)響應(yīng)的矛盾很難解決。1.3.4自動主從控制法與主從設(shè)置法不同，該均流法由系統(tǒng)自動設(shè)定主模塊和從模塊。在n個并聯(lián)的模塊中，輸出電流最大的模塊，將自動成為主模塊，其余的模塊則為從模塊，它們的誤差電壓依次被整定，以校正負載電流分配不均衡。在n個并聯(lián)的模塊中事先未人為設(shè)定哪個模塊為主模塊，而是按電流大小排序，電流大的模塊自動成為主模塊。因此，該均流法又稱最大電流自動均流法，或民主均流法。將圖1-5平均電流法自動均流控制電路原理圖中a、b兩點間的電阻用一個二極管代替，如圖1—6所示，均流母線上的電壓V反映的是并聯(lián)各模塊的V中的最大值。由于二極管的單向性，只有對電流最大二極管才會導(dǎo)通，a方能通過它與均流母線相連。設(shè)正常情況下，各模塊分配的電流是均衡的。如果某個模塊的電流突然增大，成為并聯(lián)的n個模塊中電流最大的一個，于是從模塊的V與V(即V )比較，IbImax通過調(diào)整放大器調(diào)整基準電壓，自動實現(xiàn)均流。由于二極管存在正向壓降，因此主模塊的均流會有一定的誤差，但從模塊的均流均比較好。該均流法無論均流母線開路或短路均不會影響各電源模塊獨立工作。負載電流均流母線Vb主電路電流放大主電路電流放大電壓放大++VfVr*VeV1abRVc圖1-6自動主從均流法原理圖美國Unitrode集成電路公司根據(jù)最大電流自動均流法均流原理,研制開發(fā)了UC3907系列負載均流集成控制器。該電路的具體原理、特點和應(yīng)用在此不再進行詳細介紹。最大電流自動均流法的電路簡單，易于實現(xiàn)；通過調(diào)節(jié)電壓給定來調(diào)節(jié)輸出電流，會造成輸出電壓的波動，影響穩(wěn)壓精度；通常要限定對電壓給定的調(diào)節(jié)范圍，但帶來的新問題是，當均流電路調(diào)節(jié)能力達到極限時，電源只能退出均流；均流是一個從模塊電流上升并超過主模塊電流的過程，系統(tǒng)中主，從模塊的身份不斷交替，各模塊輸出電流存在低頻振蕩。1.3.5外加均流控制器均流法采用該均流法，要求在每個模塊的控制電路中加一個特殊的均流控制器，用以檢測并聯(lián)各模塊電流的不平衡情況，調(diào)整控制信號V從而實現(xiàn)均流。圖1-7為n個并聯(lián)的電源模塊中的一個模塊均流控制電路原理圖。圖突出了均流控制器SC，其輸入為反映模塊負載電流的信號V，由電流放大器（圖中未畫出）供給，SC輸出V與基準電壓V和反饋電壓V（由電檢測器測得）綜合比較后，輸出V經(jīng)電壓放器輸出控制r f c調(diào)制器和驅(qū)動器。各均流控制器的另一端b接均流母線。均流母線1KnVI1VIKVIn1KnVI1VIKVInVc1Vc2Vc3DC/DCPWMSCVeVf_--Vc+VfVo均流母線VIb圖1-8外加均流控制器均流控制原理圖1-9n個均流控制器的聯(lián)接圖設(shè)n個并聯(lián)的模塊輸出功率相等，電流檢測、放大電路相同，n個并聯(lián)模塊的均流控制器SC連接如圖1-9所示。n個均流控制器的輸入端分別接V、V、……、V；I1 I2 In輸出端分別為V、V、……、Vcn。b端并聯(lián)在均流母線上。當n=2時，流1-10所示。圖中放大器1為跟隨器，放大器2為比較器。跟隨器輸入端經(jīng)開關(guān)Sk(k=1，2)接到均流母線。當所有開關(guān)S都合上時，每個跟隨器的輸出電壓Va(VI1VI2)2，即它所反映的是兩個并聯(lián)模塊的負載電流平均值。第k個均流控制器的Va與VIk通過第k個比較器比較，如果有差別，表示兩個模塊負載電流不均衡，該控制器若為比例控制，輸出電壓V由下式?jīng)Q定ckVckAVIkVa，k=1,2（1.8）A為比例系數(shù)。調(diào)節(jié)k個模塊的輸出電壓，使第k個模塊電流跟隨平均電流，從而實現(xiàn)均流。bbbbS1S2VI1VI2VaVa1122Vc1Vc2圖1-10n=2時均流控制器的原理圖外加均流控制器均流法效果非常好，各模塊的輸出電流基本相等；但需要外加專門的控制器，加大了投資，控制器與各電源模塊要進行多路連接，連線較復(fù)雜，均流控制器的引入，將使并聯(lián)電源系統(tǒng)的動態(tài)過程分析更加復(fù)雜，如果不注意均流控制環(huán)的正確設(shè)計，將使系統(tǒng)不穩(wěn)定，或者使系統(tǒng)動態(tài)性能變壞。1.4并聯(lián)均流控制方法的擴展目前已經(jīng)提出的均流控制方法非常多，從本質(zhì)上講，模塊并聯(lián)運行需要均流主要是由于模塊輸出屬于電壓源性質(zhì)，輸出電壓的稍微偏差可以導(dǎo)致輸出電流的很大差別。為實現(xiàn)均流，可以通過改變電壓源的特性（使特性變軟）或改變電壓源的幅值來實現(xiàn)，從這種意義上講，目前的并聯(lián)均流控制方法可以分為兩大類，即下垂法和有源均流法。其中，根據(jù)下垂法中電壓電流特性的形成方式，可以分為串聯(lián)電阻，輸出電流負反饋，變增益控制，低直流增益的電流模式控制和利用變流器內(nèi)在環(huán)路特性等5種。有源法一般由兩部分組合而成，即控制方法和均流母線形成方法兩部分組成。控制方法主要用來調(diào)節(jié)輸出電壓。從變流器閉環(huán)控制的方法出發(fā)，能夠改變輸出電壓的存在4種方法，改變輸出電壓基準或輸出電壓反饋，改變電流內(nèi)環(huán)的給定或反饋，同時改變電壓基準或電流基準以及采用外部閉環(huán)控制。根據(jù)這四種方法，對應(yīng)有4種均流的控制方法，即內(nèi)環(huán)調(diào)節(jié)、外環(huán)調(diào)節(jié)、雙環(huán)調(diào)節(jié)、和外控制器法。均流母線主要用來獲得模塊輸出間的電流誤差信號，均流母線形成方法共有兩大類，即平均法和主從法。基于上述四種均流控制方法和兩種均流母線形成方式，可以設(shè)計出其他許多新的均流控制方案，如外環(huán)調(diào)節(jié)+自動主從法或指定主從法，外環(huán)調(diào)節(jié)+基本平均法，內(nèi)環(huán)調(diào)節(jié)+自動主從法或指定主從法，內(nèi)環(huán)調(diào)節(jié)+基本平均法，雙環(huán)調(diào)節(jié)+基本平均法等等。其具體的工作原理、結(jié)構(gòu)和和優(yōu)缺點見文獻，鑒于篇幅這里不再重復(fù)。然而，上述這些并聯(lián)均流控制技術(shù)，雖然其原理不盡相同，但均流控制器的設(shè)計都是在并聯(lián)電源模塊簡化、近似的線性化小信號數(shù)學(xué)模型基礎(chǔ)上進行的。傳統(tǒng)的基于簡單平均化線性小信號模型的均流控制方法在負載大范圍變化和存在干擾的情況下得不到很好的動態(tài)響應(yīng)，同時，由于并聯(lián)電源系統(tǒng)的強耦合性、非線性特性，其均流控制器的PID參數(shù)整定非常困難,因而很難在工程上找到同時滿足優(yōu)化穩(wěn)定性和動態(tài)特性要求的解決方案。隨著計算機技術(shù)的迅速發(fā)展，復(fù)雜參量和系統(tǒng)的狀態(tài)實時計算、估計已成為現(xiàn)實，自適應(yīng)控制、魯捧控制、滑模變結(jié)構(gòu)控制、單周期控制等現(xiàn)代控制理論以及模糊控制、神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)等智能控制方法都已應(yīng)用于電力電子系統(tǒng)。因此，在設(shè)計高精度、高穩(wěn)定度電源時使用先進的控制策略將更具吸引力和實用價值，對于并聯(lián)電源系統(tǒng)當然也不例外。目前國內(nèi)外關(guān)于這方面的文獻很少，而且大多數(shù)都只是停留在仿真階段，但是隨著各種軟硬件技術(shù)的開發(fā)，尤其是高速廉價單片機、處理器的出現(xiàn)，大大方便了先進控制策略應(yīng)用系統(tǒng)的實現(xiàn)。所以，研究新型的，先進的并聯(lián)電源均流控制策略是十分必要和有價值的。1.5本課題的目的和主要研究內(nèi)容本課題的主要目的在于研究非線性控制技術(shù)在DC/DC變換器模塊并聯(lián)均流控制中的應(yīng)用，并通過仿真驗證所提出的均流控制策略的合理性。主要研究安排如下：（1）分析研究DC/DC變換器模塊并聯(lián)運行常用的均流控制技術(shù)，明確其結(jié)構(gòu)特點及各種均流控制策略的優(yōu)缺點。介紹基本的DC/DC的PWM變換器，主要是Buck變換器的電路結(jié)構(gòu)、工作原理、波形、參數(shù)推導(dǎo)，仿真等。從電路原理和數(shù)學(xué)知識推導(dǎo)不均流的原理及驗證性仿真，平均電流自動均流法幾種方法的比較，及自己所采用的方法及仿真。均流模塊的小信號模型，補償網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計。總結(jié)本論文的過程及不足之處，并對后續(xù)的研究工作提出展望。

第2章DC/DC變換器主電路的設(shè)計采用功率半導(dǎo)體器件作為開關(guān)元件，通過周期性通斷開關(guān)，控制開關(guān)元件的占空比來調(diào)整輸出電壓，將一種直流電壓變換為另一種直流電壓，稱為開關(guān)型DC/DC變換器。一個周期TS內(nèi)，電子開關(guān)接通時間ton。所占整個周期TS的比例，稱為接通占空比D,D=ton/TS；斷開時間toff所占TS比例，稱為斷開占空比D'，D'=toff/TS。接通占空比越大，負載上的電壓越高；1Tf稱為開關(guān)頻率，f越高，負載上的電壓也越高。DC/DC變換器中的開關(guān)在某一頻下作，保持開關(guān)頻恒定而改變接通時間的長短(即脈沖的寬度)，使負載變化時，負載上的電壓變化不大的方法，稱為脈沖寬度調(diào)制法(PulseWidthModulation)。脈沖寬度調(diào)制方式控制電子開關(guān)的開關(guān)變換器，稱為PWM開關(guān)變換器。保持脈沖寬度恒定，通過改變開關(guān)工作頻率來改變占空比而調(diào)整負載上的電壓的方法，稱為脈沖頻率調(diào)制法(PulseFrequencyModulation)，脈沖頻率調(diào)制方式控制電子開關(guān)的開關(guān)變換器，稱為PFM開關(guān)變換器。直流斬波電路的種類較多，包括六種基本斬波電路：降壓（Buck）斬波電路，升壓（boost）斬波電路，buck-boost斬波電路，Cuk斬波電路，Sepic斬波電路和Zeta斬波電路，其中前兩種是最基本的電路，利用不同的基本斬波電路進行組合，可構(gòu)成復(fù)合斬波電路，利用相同的基本斬波電路進行組合，可夠成多相多重斬波電路。上面是直接直流變流電路，還有間接直流交流變流電路，是在直流電路中增加了交流環(huán)節(jié)，在交流環(huán)節(jié)中通常采用變壓器實現(xiàn)輸入輸出間的隔離。如正、反激變換器，推挽變換器等。本論文采用最基本的斬波電路——Buck變換器，介紹其主回路結(jié)構(gòu)和基本特征，包括電路結(jié)構(gòu)、工作原理、波形、主要關(guān)系式，參數(shù)等，最后對一個具體電路進行設(shè)計與仿真。為模塊并聯(lián)做準備。2.1Buck變換器Buck變換器是一種輸出電壓平均值V小于或等于輸入電壓V的單開關(guān)管非隔離型直流變換器，該變換器主要由全控管T、電感元件L、電器C和續(xù)流二極管D構(gòu)成，圖2-1給出了它的電路拓撲圖，圖2-2給出了它的電壓電流波形。iLloadisloadisLiDicCUoDT+Ui圖2-1Buck變換器電路拓撲 圖2-2Buck變換器電壓電流波形圖圖2-1中有一個續(xù)流二極管和一個LC濾波電路。其中L是儲能濾波電感，它的作用是在控制開關(guān)T接通期間t限制大電流通過，防止輸入電壓U直接加到負載Ron i上，對負載R進行電壓沖擊。D是整流二極管，主要功能是續(xù)流作用，故稱它為續(xù)流二極管，其作用是在控制開關(guān)關(guān)斷期間toff，給儲能濾波電感L釋放能量提供電流通路。如圖2-1所示，當開關(guān)管T導(dǎo)通時，輸入電壓U。施加在電感上，電能儲存在電感L和電容C中，同時也反饋給負載。當開關(guān)管T截時，儲存在電感、電容中的能量釋放，繼續(xù)向負載供電，二極管D構(gòu)成電流回路。當開關(guān)管T導(dǎo)通時，電源電壓U。i等于電感電壓UL與輸出電壓Uo之和，iL在時間ton內(nèi)線性上升；當開關(guān)管T截止時，電感電壓U等于負的輸出電壓U，i在時間t內(nèi)線性下降。在一個周期T內(nèi)，電感 L o L off S電流i呈鋸齒狀，當鋸齒的谷點剛好與橫軸時間座標相交時，為電流連續(xù)與不連續(xù)的臨界。電感電流的平均值就是輸出電流的平均值。為便于計算，將一個周期的開始時刻定為0點。設(shè)0，t期間開關(guān)管T導(dǎo)通，導(dǎo)通時間為ton；t1,t2期間開關(guān)管T截止，1截止時間為toff，則開關(guān)管T的開關(guān)周期為Ttontoff，開關(guān)頻率為fs1Ts，占空比D=ton/TS。改變驅(qū)動信號的占空比即改變開關(guān)管的導(dǎo)通時間，即可得電路的輸出電壓。(1)在開關(guān)管T導(dǎo)通0，t期間，電感L兩端所加電壓UU，電感電流線性上升 1 in o線性電感儲存能量。電感中的電流：LddtiL1UiUoiL1UinLUodtt=0時，iI，由此可得在開關(guān)管T導(dǎo)通期間，電感L中的電流表達式為： L1 LminUUiin otI（2.1） L1 L Lmin當t=t時，電感電流到達最大值，即onUU Iin otI （2.2） Lmax L on Lmin(2)在開關(guān)管T截止t,t期間，電感釋放能量，此時電感的感應(yīng)電勢剛好轉(zhuǎn)向，12其值等于輸出電容兩端電壓Uo，此時電感電流：dLiL2Udt oiUodt L2 L當t=t時，iI，得到 on L2 LmaxU io(tt)I （2.3）L2 L on Lmax當t=T時，由上式可得：sUi(Ts)Lo(TSton)ILmax（2.4）L2即 U UUi(Ts)LotoffinLotonILmin（2.5）L2分析（2.3）式，可見Buck變換器有三種工作狀態(tài)。①工作狀態(tài)一：當t=T時，若i0，則有：L2LIoffULmax即當開關(guān)管T截(t時刻)時，電感電流剛好降到零，而開關(guān)管再導(dǎo)通時電感電流又從零開始上升，因在一個工作周期內(nèi)，開關(guān)管T導(dǎo)通期間電感儲存的能量，在開關(guān)管截止期間剛好釋放完，電路工作在臨界連續(xù)工作狀態(tài)。②工作狀態(tài)二：當t=T時，若i0，則： s L2UUtin otoff U ono即當開關(guān)管T截止末了(時刻)之前，電感電流已經(jīng)等于零，電感上出現(xiàn)了電流斷續(xù)工作狀態(tài)。在電感斷續(xù)期間，完全由電容C放電來維持向負載供電，此時電壓的波紋較大。作為開關(guān)穩(wěn)壓電源，這種工作狀態(tài)是不期望的。③工作狀態(tài)三：當t=T時，若i0，則：L2LIoffULmax即在這種情況下，電感在開關(guān)管導(dǎo)通期間儲存能量，在開關(guān)管截止期間向負載釋放能量，這樣連續(xù)不斷地儲能和釋放能量，沒有間斷，輸出電壓比較穩(wěn)定，波紋較小。電源一般工作在這種電感電流連續(xù)的工作狀態(tài)。在穩(wěn)態(tài)條件下，電感在一個工作周期中的儲能和釋放的能量相等，將式(2.2)代入式(2.4)可得： U UU i(T)Otin otI IL2 s Loff L on Lmin Lmin解出： t UonotUUoff in otUoTonUinDUin（2.6）s式(2.6)為Buck變換器的輸出電壓與輸入電壓之間的關(guān)系式。由此可見，Buck變換器的輸出電壓與輸入電壓的比值等于占空比，由于占空比小于l，因此輸出電壓Uo總是小于輸入電壓U，因此Buck變換器又稱降壓型開關(guān)電源。in(3)電感電流i平均值在電感電流連的穩(wěn)態(tài)情況下，電感電流的平均值I等于負載的輸出電流I，即： L o1tonidt1TsidtI=IL oT0 L1 TtonL2s s=1ton[UinUotI]dt1Ts[Uo(tt)I]dtonTs0 L Lmin Tston L Lmaxt t =on[UinUotI ]off[UotI ]（2.7）2L on Lmin T 2L off Lmax S s由（2.2）和（2.4）可得： UU 1UU in otI [(in otI )I ] 2L on Lmin2 L on Lmin Lmin1=[II] 2Lmin Lmax U 1U otI [(otI)I] 2Loff Lmax2Loff Lmax Lmax=[II]Lmin Lmax代入（2.7）式可得： t tIIon(II)off(II)L o2TLmin Lmax 2TLmin Lmaxs s t t =(onoff)(I I )2T2TLminLmaxs s1 =[I I ]2Lmin Lmax同時由（2.7）式還可得到電感電流的平均值為UUIIinotI L o 2L on LminU=otI2Loff LmaxU=otI（2.9） 2Loff Lmin 若i 0，則會發(fā)生電流不連續(xù)，因此，處于臨界狀態(tài)時的電感電流的平均值Lmin為：U UIin otot（2.10） 2L on2Loff(4)最小臨界電感值由式(2.9)和式（2.10）可知，若要使電感電流連續(xù)，開關(guān)管的電流峰值即電感電流峰峰值最大為：（此時I 0）Lmin UU UII I in otot2I（2.11） PK Lmax Lmin L onLoff o電感電流峰峰值的一半小于或等于負載電流時，電感電流是連續(xù)的，即該變換器電流連續(xù)的條件為：U in otI2L on o或UotI 2Loff o由此可得能使電流連續(xù)的最小臨界電感值為： UU U (UU)ULinootinooTmin2I2Ioff2IUs o o oinU=o(1o)（2.12） 2fI Uin(5)輸出電壓紋波由于濾波電容C兩端的電壓值實際上等于開關(guān)穩(wěn)壓電源的輸出電壓U，因此電容o兩端電壓的變化量實際上也是所要計算的輸出電壓紋波值U，由圖2-2所示U波形c可見，在開關(guān)管T導(dǎo)通的ton/2到ton的時間內(nèi)，電容開始充電充電至與Uc相等時，T截止，電容C在這段時間內(nèi)的電壓變化量為Uo；從ton時刻開關(guān)管T開始截止至ton/2這段時間內(nèi)，電容C由電感L繼續(xù)不斷充電，電容電壓繼續(xù)上升，最后達到最大值。設(shè)這段時間內(nèi)電容C兩端電壓變化量為，則有：UUU o o1 o2由圖2-2中i和U波形可見，當開關(guān)管T開始導(dǎo)通時，電容C放電電流就開始減小， c c經(jīng)過ton/2之后，電容C的放電電流過零，此時電容電壓具有最小值。然后電容開始充電，其兩端電壓U開始上升，當充電持續(xù)到時，開關(guān)管T開始截止，這段時間內(nèi)電容ct兩端電壓的變化值取決于電容器的充電電流i和充電時間on～t，因此：c 2 onUo1C1ttononicdt2因為iiIc L1 oUUiin0tI L1 L LminUUIin otIo 2L on LminU=otI 2Loff Lmax所以 UU UUiin otin otc L 2L on1tU Ctonon(UinLUotUin2LUoton)dto12即 UU UUUTUinot2ino(os)2（2.13）o18LCon8LCU開關(guān)管T截止后，電感L上t電容充電，直至on時刻電容電壓充至最大值，在開關(guān)管T截止的前一半時間內(nèi)，電容2上的電壓增量為：2tontoffidt2Uo21cCton在開關(guān)管T截止期間，因為：U io(tt)I L2 L on Lmax U UU =o(tt)in otIL on L on LminiiIc L2 o U U o(tt)I (0tI) L on Lmax 2Loff Lmax U Uo(tt)ot L on2Loff U Uoto(t1t) L Lon 2off所以 1 t2Utonoff[UotUo(t1t)]dto2CtonLLon2off2即UUot2（2.14）o28LCoff最后得到濾波電容C兩端電壓的紋波值為：UUUo1o2UUU in ot2ot2 8LC on8LCoff由式（2.6）有UinUoUottoonff，代入上式可得： UT2UU U UUos?in oo(1o)（2.15）8LC U 8LCf2 U由此U和輸出電壓U的大小有關(guān)外，提高開關(guān)頻率可起到顯著降低輸出電壓的紋波值，大儲能電感L濾波電容C也可起到一定的作用。(6)濾波電容根據(jù)所需的交流電壓輸出分量U和其他給定的設(shè)計參數(shù)，同時考慮到濾波電感o不小于臨界濾波電感值的要求，濾波電容C的容量可由下式求出： U UC= o (1o)（2.16） 8Lf2U U o in2.2Buck電路的數(shù)學(xué)模型開關(guān)電源主要采用負反饋控制，使輸出電壓或輸出電流維持穩(wěn)定，因此遵循控制系統(tǒng)的規(guī)律，Buck開關(guān)電路以圖2-3為例，進行Buck電路的小信號分析研究，推導(dǎo)出其傳遞函數(shù)。+—+—SVDLCR圖2-3Buck電路的拓撲當開關(guān)導(dǎo)通時，電路的狀態(tài)方程為x?AxBu0tDT（2.17）1 s開關(guān)斷開時，電路的狀態(tài)方程為x?AxBuDTtT（2.18）2 s s其中，x?[iu]T，uu， L c i 1 1 01 201L1,B10L,B20AA C RC令式（2.17）乘以D，式（2.18）乘以(1D)后相加得x?AxDBu（2.19）其中，AAA,BB 1 2 1對于Buck電路有UDU，當輸入電壓U波動時控制電路通過開關(guān)占空比D來 O i i控制開關(guān)電源以實現(xiàn)穩(wěn)壓，設(shè)電感工作在CCM狀態(tài)，此時D就是一個控制系統(tǒng)的輸入變量，記為d，U可視為干擾量，記為u，由于存在乘積項，則為非線性系統(tǒng)，所以 i i需要線性化處理。采用電路上常用的小信號分析法。設(shè)狀態(tài)方程（2.19）的穩(wěn)定工作點為(x,u,d)，式（2.19）記為x?F(x,u,d)，在工作點處泰勒展開，可得： 0 0 0x?F(x,u,d)F(x0,u0,d0)(xx)F(x0,u0,d0)(uu) 0 0 0 x 0 u 0F(x,u,d) + 0 0 0(dd)O(xx)O(uu)O(dd)（2.20） d 0 0 0 0略去高階無窮小，由于x?(x,u,d)，可令： 0 0 0 0x?x?x?，uuu，ddd 0 0 0在工作點(x,u,d)附近，有AFx，BFu，CFd成立，即： 0 0 0x?AxBuCd拉氏變換后sx(s)Ax(s)Bu(s)Cd(s)（2.21）x(s)(sIA)1Bu(s)(sIA)1Cd(s)（2.22） 0 L1,Bd0,CuLi0（2.23）LA 11 0 0C RC根據(jù)式（2.21）、（2.22）、（2.23）可解出下面各式：i(s)u(Cs1R)G(s)Li0(2.24)idd(s)LCs2Ls1R u(s) uG(s)ci0（2.25）vdd(s)LCs2Ls1R其中，G(s)為變換器中占空比到輸出電壓的傳遞函數(shù)，G(s)為變換器中占空id vd比到輸出電流的傳遞函數(shù)。注意以上推導(dǎo)均未考慮電感電阻及電容寄生電阻等，相關(guān)推導(dǎo)請參考其他文獻。下面是一個具體Buck電路設(shè)計2.3具體Buck變換器主電路參數(shù)設(shè)計本論文采用的buck模塊性能指標如下：輸入直流電壓V=300V，輸出電壓V=100V，額定輸出電流I=20A，最小輸出電 in o o流I =2A,輸出電壓紋波小于1%,開關(guān)頻率f=100KHz。 Omin s2.3.1占空比D根據(jù)Buck變換器的性能指標要求及Buck變換器輸入輸出電壓之間的關(guān)系可求出占空比： U 1001Do U 3003in2.3.2濾波電容L U 1要電流連續(xù)必須最小負載電流I O(1D)，由占空比D，可得實際運Omin2Lf 3sU行中的臨界負載電流IO(1D),即要求：OB2Lfs U 100(113)H166.7HL O (1D) 2fI 21001032sOmin為確保最小負載電流，電感電流連續(xù)，取L167H。由前面分析可知： U 1001iI I o(1D)(1)4A L Lmax LminLf 167106100103 3s I I1i(202)A22A Lmax o2L I I1i(202)A18ALmino2L開關(guān)管T和二極管D通過的最大峰值電流都是I22A，開關(guān)管T承受的最大正向電壓為U220V,二極管D承受的最大反向電是U220V。取電流過載安 in in全系數(shù)為1.5倍，過電壓安全系數(shù)為2倍，則可選用33A/600V的MOSFET和快恢復(fù)二極管。2.3.3濾波電容C由式（2.16），可確定輸出電壓紋波小于1%時，所需的C值。即：word文檔可自由復(fù)制編輯word文檔可自由復(fù)制編輯word文檔可自由復(fù)制編輯G=tf(num,den);G=tf(num,den);margin(G)相應(yīng)的波特圖如圖2-6所示：圖2-6補償之后的閉環(huán)系統(tǒng)的開環(huán)傳遞函數(shù)的波特圖由圖2-6可知，加入PID補償后，相角裕度040.8mP，符合要求。穿越頻率51.210cw<52/51.25610sf,穿越頻率cw也符合要求。反饋回路采用PID控制，在PID控制中，除了上面的作用外，還有比例項P用于糾正偏差，積分項I用于消除靜差，積分項D用于減小系統(tǒng)的超調(diào)量。在Simulink中建立Buck電路閉環(huán)系統(tǒng)如圖2-7所示：圖2-7Buck變換器的閉環(huán)仿真圖仿真的電壓、電壓紋波和電流圖如下：圖2-8閉環(huán)仿真輸出電壓波形圖2-9閉環(huán)仿真輸出電壓波形圖2-10閉環(huán)仿真輸出電流波形由圖2-9可知，電壓紋波約為0.8V,小于輸出電壓的1%,所以上面的閉環(huán)系統(tǒng)設(shè)計合理2.5小結(jié)本章對Buck變換器進行了詳細的介紹，重點是參數(shù)和小信號模型的推導(dǎo)，最后用一個具體的Buck電路設(shè)計對上述推導(dǎo)進行了驗證，并對補償進行了分析，為后面的并聯(lián)均流提供了模塊。仿真中，PID的參數(shù)調(diào)節(jié)比較麻煩，PID參數(shù)的設(shè)定：是靠經(jīng)驗及電路的熟悉，參考測量值跟蹤與設(shè)定值曲線，從而調(diào)整PID的大小。這種方法實質(zhì)上是一種試湊法，反復(fù)試湊，直到找到滿意的系數(shù)為止。第3章平均電流自動均流法第一章中簡單的介紹了平均電流自動均流法及其優(yōu)缺點，本章將在第一章的基礎(chǔ)上，對平均電流自動均流法進行改進，克服其缺點，使其趨于完善。對于DC/DC變換器,BUCK、全橋、半橋、推挽變換器,從主電路的傳遞函數(shù)來看,都是沒有右半平面零點的系統(tǒng)。它們的控制比較簡單,用電壓型控制就能實現(xiàn)比較好的輸出特性。因此,這些主電路大量采用簡單實用的電壓型控制。而BOOST、BUCK-BOOST、CUK、SEPIC等電路的主電路傳遞函數(shù)都是右半平面有零點的系統(tǒng),而且右半平面的零點受負載的影響很大。由于右半平面零點對系統(tǒng)的輸出特性的影響很大,如果要求系統(tǒng)在大負載范圍內(nèi)都有輸出,控制電路的設(shè)計就非常困難。如果采用電壓型控制,通常是取一個折衷的值,而且不能達到好的效果。而采用電流型控制是好的解決方案,所以對于這些電路拓撲通常采用電流型控制。從整個系統(tǒng)上來看,電流型控制是個雙環(huán)的系統(tǒng),電流環(huán)是內(nèi)環(huán),電壓環(huán)是外環(huán)。與單環(huán)的電壓型控制相比較,這樣的控制電路本身就比較復(fù)雜。如果對這樣的系統(tǒng)進行均流控制,就要再增加一個均流環(huán),于是對一個模塊來說就是三環(huán)系統(tǒng),對這樣的控制系統(tǒng)的分析也是個難以解決的問題，下面將進行詳細的分析。3.1DC/DC并聯(lián)變換器不均流分析本文以3個Buck變換器組成的并聯(lián)變換器為例，每個功率管由1個理想開關(guān)和1個等效電阻代替。由于制造工藝的差異，各等效電阻R11、R21、R31之間存在一定的差異。同樣R12、R22、R32之間也存在差異，電感L1、L2、L3也不可能完全相等。如圖3-1所示：S11R11S11R11R12L1R13S21R21R22S12S22L2R23S31R31L3R32S32R33CRcVin圖3-13個buck電路組成的并聯(lián)變換器產(chǎn)生不均流的原因：1）第一路BUCK變換器為例，工作在CCM（電流連續(xù)）狀態(tài),S閉合，S斷開時： 11 12word文檔可自由復(fù)制編輯word文檔可自由復(fù)制編輯word文檔可自由復(fù)制編輯VVVI(RR)（3.1） L1 in o L1 11 13S斷開，S閉合時： 11 12VVI(RR)（3.2）L1 o L1 12 13由電感的性質(zhì)可得：[VVI(RR)]D[VI(RR)]D'0（3.3） in o L1 11 13 1 o L1 12 13 1從而可得：VI(RR)Do L1 12 13（3.4）1VI(RR)由于在1個開過容的電流平均值為零，所以I可用I代替，而功率開關(guān)管的導(dǎo)通電阻R遠大于電感等效電阻R，V也遠大于(RR)，所以 12 13 in L1 12 11式（3.4）可簡化為：VIR Do 01 12（3.5）V同理可得第二、第三占空比D、D3VIR Do 02 22（3.6） 2 VinVIR Do 03 32（3.7） 3 V式中，I，I，I分代表第一、二、三相的輸出電流。如果不采取任何均流 o1 o2 o3措施，則有DD=D，從而有： 1 2 3IRIRIR（3.8） o1 12 o2 22 o3 32從式（3.8）可以看出，要使III，只有滿足RRR。然而即使是 o1 o2 o3 12 22 32同一類型的功率開關(guān)管也會有20%的差別。這是產(chǎn)生不均流的原因之一。由參考文獻【11】可得到：IIDVV11o1 o22f in oLL s 2 1IIDVV11o1 o32f in oLL s 3 1IIDVV11o2 o32f in oLL s 3 2式中，f為開關(guān)頻率。由于實際的電感值是很難精確控制的，通常都存在20%～30%的差異，而導(dǎo)致不均流。為了驗證上述分析的正確性，作如下仿真：圖3-2無均流措施的3并聯(lián)仿真圖圖3-3無均流措施時各相電感電流從圖中可以看出各相電感電流相差很大。本文提出了一種均流控制方法，這種方法可以對采用平均電流型控制的模塊進行并聯(lián)，均流效果非常好。無論在靜態(tài)還是在動態(tài)都可以實現(xiàn)良好的均流,而且并聯(lián)系統(tǒng)的輸出特性也非常平,同單個電流模塊沒有任何差別。本文介紹了這種均流控制方法,并且用三個模塊并聯(lián)的系統(tǒng)對這種均流控制方法進行了實驗驗證。3.2改進的平均電流自動均流法下面將介紹3中均流控制方法，且各種方法的的原理圖中的電壓檢測都是對輸出電壓的檢測，電感電流相當于是各相的輸出電流，在每種具體方案中會有所差別，只要電感電流是平均分配的，就認為實現(xiàn)了均流控制。3.2.1電壓型均流控制DC/DCPWMVoutDC/DCPWMVoutVrefILIav圖3-4是電壓型DC/DC的均流控制。電壓型的控制比較簡單,各個模塊的輸出電流通過均流線相連,均流線上是平均電流信號,每個模塊通過電流誤差信號來調(diào)整電壓設(shè)定的基準,這樣能調(diào)節(jié)外特性,使每個模塊在工作點處的輸出電壓與電流點重合,從而實現(xiàn)了均流控制。這種控制本質(zhì)上來說是電壓型的控制,它不具備電流型控制的優(yōu)點。可以看出，這就是前面第一章所介紹的基本原理，我們在此基礎(chǔ)上加以改進。3.2.2改進型一平均電流型均流控制1DC/DCPWMVoutDC/DCPWMVoutVrefILIav圖3-5中是電流型的均流控制。相對于圖3-4，該改進加入了電流反饋，且是“外電壓環(huán)，內(nèi)電流環(huán)”模式，所以電流型的控制是三環(huán)控制,電路比較復(fù)雜。這種方法是每個模塊檢測本身的輸出電壓,與其基準相比較來得到電壓誤差,經(jīng)過校正后輸出為電流基準。與圖3-4的方法類似,通過加入電流誤差來調(diào)整電流基準,每個模塊的輸出電流跟隨這個校正后的電流基準,從而實現(xiàn)了各個模塊的均流控制。這種方法的優(yōu)點是電流誤差在電壓環(huán)的內(nèi)部,動態(tài)響應(yīng)比較好。但是,由于多環(huán)系統(tǒng)的復(fù)雜性,外面的電壓環(huán)只能采用比例控制,這樣輸出電壓存在靜態(tài)誤差,輸出特性比較軟,在對輸出特性要求較高的場合就不適用。word文檔可自由復(fù)制編輯word文檔可自由復(fù)制編輯word文檔可自由復(fù)制編輯3.2.3改進型二平均電流型均流控制2DC/DCPWMDC/DCPWMVoutILIavVref圖3-6改進二圖3-6是本文提出的均流控制方法。與圖3-5相比，也具有電流反饋控制，不同的是，該改進型是“內(nèi)電壓環(huán)，外電流環(huán)”，它是通過電流誤差信號來調(diào)整電壓的基準,此調(diào)整后的電壓基準與模塊的檢測電壓相比較產(chǎn)生電壓誤差信號,經(jīng)過校正后作為電流基準,輸出電流將跟隨這個電流,從而實現(xiàn)了各個模塊的均流控制。由于每個模塊本身就是電流型的,動態(tài)特性本身就比較好,而且輸出特性也同單個模塊沒有差別,參與并聯(lián)的模塊可以獨立工作,并聯(lián)非常靈活。值得一提的是：改進型一、二對于不同的DC/DC變換器有不同的優(yōu)點，如對于BOOST、BUCK-BOOST、CUK、SEPIC等電路的主電路傳遞函數(shù)都是右半平面有零點的系統(tǒng)，而且右半平面零點對系統(tǒng)的輸出特性的影響較大。由于上述變換器右半平面零點的存在，限制了電壓環(huán)的增益帶寬，造成各個模塊的動態(tài)性能變差。如果均流環(huán)在電壓環(huán)外面，則電壓環(huán)的傳遞函數(shù)是均流環(huán)的一部分，則均流環(huán)的增益帶寬受到電壓環(huán)的窄帶寬的限制，并聯(lián)系統(tǒng)不可能對負載突變做出快速響應(yīng)，影響了動態(tài)均流效果。所以改進型一是將均流環(huán)設(shè)計在電壓環(huán)的內(nèi)部，使其不受電壓環(huán)窄帶寬的限制，較好地改善了動態(tài)均流效果。而BUCK、全橋、半橋、推挽變換器，從主電路的傳遞函數(shù)來看，都是沒有右半平面零點的系統(tǒng)，改進型二就比較好，由以上分析，本文采用改進型二。前面提到的第4種方法本質(zhì)是電流型控制方法。圖2是采用這種方法進行均流控制的三個模塊的系統(tǒng)示意圖。模塊的主電路采用BOOST結(jié)構(gòu),對一個模塊來說有3個補償環(huán)節(jié),其中電流內(nèi)環(huán)的校正可以采用校正環(huán)節(jié)I,這種形式的校正環(huán)節(jié)可以使電流環(huán)在低頻時的增益較高,在高頻時的增益較小,而且在中頻時可以保證相當?shù)姆€(wěn)定性,是在DC/DC中所采用的一種比較多的補償方式。電壓環(huán)采用校正環(huán)節(jié)II,主要是為了在低頻時消除穩(wěn)態(tài)誤差。電流誤差環(huán)采用校正環(huán)節(jié)III,可以減小每個模塊之間的輸出電流的誤差,實現(xiàn)并聯(lián)系統(tǒng)的均流控制。在一個模塊運行時,均流線上的電壓與電流檢測信號相同,電流誤差為零,這時同平均電流控制的電路完全相同,是個雙環(huán)的系統(tǒng)。在多個模塊運行時,每個模塊的電流信號通過均流電阻與均流線連起來,如果每個模塊的均流電阻相同,這時均流線上就是平均電流信號,均流電阻兩端是電流誤差信號,電流誤差信號通過比例校正來調(diào)節(jié)電壓基準。如果模塊的輸出電流大于平均電流,這時就會給電壓基準一個負的調(diào)節(jié),會使輸出電壓降低,這樣也就會使這個模塊的輸出電流減小,使之趨于平均電流。反之,如果模塊的輸出電流小于平均電流,就會給電壓基準一個正的調(diào)節(jié),會使輸出電壓增大,這樣也會使輸出電流增大。正是由于這種負反饋作用,使得各個模塊的輸出電流與平均電流相等,從而使各個模塊的輸出電流相等,且處于穩(wěn)定狀態(tài)。同時在均流環(huán)節(jié)起作用時,每個模塊的動態(tài)特性也是由電流內(nèi)環(huán)決定的,