-1-第1章電力傳動控制系統的基本結構與組成1.1電力傳動控制系統的基本結構和共性問題1.2電動機的主要類型與調速方法1.3電力電子變流器的結構與類型1.4系統檢測方法1.5系統的控制與分析方法-2-

本章是全書的基礎，首先以電動機、電源變換裝置、傳感器和控制器構成電力傳動控制系統的一般結構，然后從系統組成的角度，討論傳動控制系統的共性問題：電源變換，狀態檢測、辨識和估計，以及控制方法等。使讀者對后續課程的學習以及傳動控制需要解決的基本問題有一個全局的了解。-3-1.1電力傳動控制系統的

基本結構和共性問題1.1.2電力傳動控制系統的共性問題1.1.1電力傳動控制系統的組成與分類-4-1.1.1電力傳動控制系統的組成與分類電力傳動是以電動機作為原動機拖動生產機械運動的一種傳動方式，由于電力傳輸和變換的便利，使電力傳動成為現代生產機械的主要動力裝置。電力傳動控制系統的基本結構如圖1-1所示，一般由電源、電能變換器、電動機、控制器、傳感器和生產機械（負載）組成。-5--6-

電力傳動控制系統的基本工作原理是，控制器根據輸入的控制指令（比如：速度或位置指令），由傳感器采集的系統檢測信號（速度、位置、電流和電壓等），經過一定的控制運算給出相應的控制信號，通過變流器改變輸入的電源（電壓、頻率等）使電動機改變轉速或位置，再由電動機驅動生產機械按照相應的控制要求運動，故又稱為運動控制系統

。-7-

根據生產機械的工藝要求，電力傳動控制系統可以分為調速控制系統和位置控制系統兩大類。1．調速控制系統這類電力傳動控制系統的控制指令為速度給定信號，控制器一般為速度調節器、電流調節器等，系統要求電動機按速度指令保持穩定的轉速。-8-

根據所選電動機的不同，調速系統又可分為：

(1)直流調速系統——采用直流電動機作為系統驅動器，相應的電能變換器則需選用直流變換器，比如：可控整流器、直流斬波器等；

(2)交流調速系統——采用交流電動機作為系統驅動器，相應的電能變換器則需選用交流變換器，比如：交流調壓器、各種變頻器等。-9-2．位置控制系統這類電力傳動控制系統的控制指令為位置給定信號，控制器由位置控制器、速度控制器等組成，系統要求電動機驅動負載按位置指令準確到達指定的位置或保持所需的姿態。-10-1.1.2電力傳動控制系統的共性問題雖然電力傳動控制系統種類繁多，但根據圖1-1所示的系統基本結構，我們可以提煉出研發或應用電力傳動控制系統所需解決的共性問題：

(1)電動機的選擇——

電力拖動系統能否經濟可靠地運行，正確選擇拖動電動機至關重要。應根據生產工藝和設備對驅動的要求，選擇合適的電動機的種類及額定參數、絕緣等級等，然后通過分析電動機的發熱和冷卻、工作制、過載能力等進行電動機容量的選擇和校驗。-11-

(2)變流技術研究——

由于電動機的控制是通過改變其供電方式來實現的，比如：直流電動機的正反轉控制需要改變其電樞電壓或勵磁電壓的方向，而調速需要改變電樞電壓或勵磁電流的大小；交流電動機的調速需要改變其電源的電壓和頻率，因此，電能變換是實現電力傳動系統的核心技術之一。-12-(3)系統的狀態檢測方法

——

狀態檢測是構成系統反饋的關鍵，根據反饋控制系統的原理，對于電力傳動控制系統需要根據需要實時檢測系統的各種狀態，比如：電壓、電流、頻率、相位、磁鏈、轉矩、轉速或位置等。因此，研究系統狀態檢測和觀測方法是提高電力傳動控制性能的重要課題。-13-(4)控制策略和控制器的設計

——

從控制系統角度，任何自動控制系統的核心都是控制方法的研究和控制策略的選擇，電力傳動控制系統也不例外。根據生產工藝要求，研發或選擇適當的的控制方法或策略是實現電力傳動系統自動控制主要問題。-14-1.2電動機的主要類型與調速方法1.2.1直流電動機及其調速方法1.2.2交流電動機及其調速方法-15-

自1831年法拉第發現電磁感應定律的100多年來，各種類型的電動機不斷發明并廣泛應用于我們生產和生活的方方面面。目前，按電動機供電電源的不同，大致可以分為直流電動機和交流電動機兩大類，其中：交流電動機又可根據其工作方式分為同步電動機和異步電動機。

-16-1.2.1直流電動機及其調速方法利用電磁感應原理將直流電能轉換成機械能的電機稱為直流電動機。直流電動機具有調速范圍廣且平滑，起、制動轉矩大，過載能力強，易于控制的優點，常用于對調速有較高要求的場合。NSneTeT-17-

在直流電動機中，由定子勵磁線圈通電所產生的主磁場也稱為勵磁磁場。按勵磁繞組的供電方式不同，可把直流電動機分成他勵直流電機、并勵直流電機、串勵直流電機和復勵直流電機四種。采用不同的勵磁方式，直流電機的運行特性有很大差異。由于他勵直流電機具有機械特性硬、磁場與電樞可分別控制等優點，因此，直流調速系統通常采用他勵直流電動機。本書主要討論由他勵直流電動機組成的直流電力傳動自動控制系統。-18-直流電機的勵磁方式a)他勵式b)并勵式b)串勵式b)復勵式

M

U

Ia

If

Uf

Ia

M

U

I

If

M

U

Ia

Ia

If

M

U

I

Ia

If1

If2

a)b)c)d)+-+-+-+-UUUU+-Uf-19-直流電動機轉速和其它參量之間的穩態關系：（1-1）電動勢常數勵磁磁通-20-

考慮到他勵直流電動機電樞電流與電磁轉矩Te的關系Te=CTΦIa，可以將其機械特性寫成如下形式：（1-2）理想空載轉速機械特性斜率-21-

由式（1-1）可以看出，有三種方法調節直流電動機的轉速：（1）改變電樞回路電阻R；（2）減弱勵磁磁通Φ；（3）調節電樞供電電壓Ua。-22-（1）改變電樞回路電阻R-23-（2）減弱勵磁磁通Φ-24-（3）調節電樞供電電壓Ua-25-

比較三種調速方法可知，改變電阻只能有級調速；減弱磁通雖然能夠平滑調速，但調速范圍不大，往往只是配合調壓方案，實現一定范圍內的弱磁升速；調節電樞供電電壓的方式既能連續平滑調速，又有較大的調速范圍，且機械特性也很硬。因此，自動控制的直流調速系統往往以變壓調速為主，僅在基速（額定轉速）以上作小范圍的弱磁升速。-26-

但是，由于直流電動機具有如下缺點：①電刷和換向器必須經常檢查維修；②換向火花使它的應用環境受到限制；③換向能力限制了直流電動機的容量和速度（極限容量與轉速之積約為106kW?r/min）。這些缺點使得交流調速系統已取代直流調速系統成為目前主要的電力傳動方式，特別是在大容量電力傳動控制系統中大都采用交流電動機。

-27-1.2.2交流電動機及其調速方法交流電動機有異步電動機（即感應電動機）和同步電動機兩大類：1．異步電動機及其調速原理異步電動機是由定子繞組接交流電源后在電機氣隙中形成圓形旋轉磁場，由此產生感應電動勢e和電磁轉矩Te，旋轉磁場的轉速為（1-3）電源頻率極對數-28-交流電機的旋轉磁場右手螺旋定則-29-

由于異步電動機只有在轉子的轉速n與同步轉速n0不相等時，轉子與氣隙旋轉磁場之間才有相對運動，才能在轉子繞組中產生感應電動勢和電流，并產生電磁轉矩。可見，異步電動機運行時總是有n≠n0，“異步”的名稱由此而來。通常把同步轉速n0和轉子轉速n之差稱為轉差，用轉差率s表示為

（1-4）轉子轉速同步轉速-30-

異步電動機按其轉子構造又可分為籠型轉子異步電動機和繞線轉子異步電動機，可以根據實際應用要求選擇電動機。根據異步電動機的轉速方程（1-5）

若改變供電頻率fs或改變電動機極對數np則可調速，這就是變頻調速和變極對數調速的由來；另外，通過改變定子電壓、繞線轉子電動機轉子串電阻或外接可變電源可以改變轉差率s來實現異步電動機的轉速調節。-31-

由此開發了異步電動機的許多調速方法，常見的有：①降電壓調速；②轉差離合器調速；③定子或轉子串電阻調速；④繞線轉子電動機串級調速和雙饋電動機調速；⑤變極對數調速；⑥變壓變頻調速等。-32-

為更科學地進行分類，按照交流異步電動機的原理，從定子傳入轉子的電磁功率Pem可分成兩部分：一部分Pm=（1-s）Pem是拖動負載的有效功率，稱作機械功率。另一部分Psl=sPem是傳輸給轉子電路的轉差功率，與轉差率成正比。PsPemPmPslR～-33-

從能量轉換的角度看，轉差功率是否增大，是消耗掉還是回收，顯然是評價調速系統效率的一個指標。據此，又可把異步電動機的調速方法分為三類：

1)轉差功率消耗型。全部轉差功率都轉換成熱能消耗掉。它是以增加轉差功率的消耗來換取轉速的降低（恒轉矩負載時），越向下調效率越低。這類調速方法的效率最低。-34-2)轉差功率饋送型。轉差功率的一部分消耗掉，大部分則通過變流裝置回饋電網或轉化成機械能予以利用，轉速越低時回收的功率越多，其效率比前者高。

3)轉差功率不變型。這類調速方法無論轉速高低，轉差率保持不變，而且很小，所以轉差功率的消耗也基本不變且很小，因此效率最高。-35-

目前通常采用籠型轉子異步電動機實現低于同步速的調速，調速方法可選擇定子變壓調速、定子變壓變頻調速等方案；當需要高于同步速運行或其他特殊應用場合時，則須采用繞線轉子異步電動機，通過定子和轉子實行雙饋調速。異步電動機的結構簡單、體積小、重量輕、轉動慣量小、動態響應快、維護方便、且可以在惡劣條件下工作，因此，異步電動機是目前使用最多應用范圍最廣的一種交流電動機，成為電力傳動的主要形式。-36-2．同步電動機及其調速原理同步電動機的定子與三相異步電動機的定子基本相同，則是其轉子為磁極，需要由直流電源提供勵磁電流。同步電動機按轉子結構可分為凸極式和隱極式兩種。凸極式同步電動機-37-

三相同步電動機的工作原理是：

當定子對稱繞組通以三相對稱電流時，定子繞組就會產生圓形旋轉磁場，其旋轉速度為同步轉速n0。如果轉子勵磁繞組也通以直流勵磁電流，就在轉子中產生相應的磁極，其極對數與定子旋轉磁場的極對數相同，且保持磁場恒定不變。在兩個磁場的共同作用下，轉子被定子旋轉磁場牽引著以同步轉速一起旋轉，此時，轉子轉速為

n=

n0

（1-6）即轉子轉速以同步轉速運行。同步電動機由此而得名。-38-

同步電動機又可分為：1)直流勵磁同步電動機2)永磁同步電動機3)磁阻同步電動機4)直線同步電動機-39-

由于同步電動機轉速與電源頻率保持嚴格同步，則只要電源頻率保持恒定，同步電動機的轉速就絕對不變，不會隨負載轉矩而變化。因此，同步電動機的機械特性具有恒轉速特性。除此以外，同步電動機還有一個突出的優點，就是可以控制勵磁來調節它的功率因數，可使功率因數高到1.0，甚至超前。同步電動機的優點-40-

但是，由于同步電動機起動費事、重載時有振蕩乃至失步的危險，因此，同步電機過去主要作為發電機使用，電力系統中的電能幾乎都是由發電廠的同步發電機產生的。一般工業設備很少采用同步電動機拖動，而在工廠里，有時采用同步電動機拖動不需要調速的大容量設備（例如水泵、空氣壓縮機），以改善全廠的功率因數，或用于某些特大型生產機械的電力傳動。同步發電機-41-

隨著電力電子變壓變頻技術的發展和廣泛應用，采用同步電動機的變壓變頻調速系統具有與異步電動機一樣具有優良的控制性能。特別是與異步電動機相比，同步電動機具有功率因數可調、變頻器容量小、調速比寬、控制精度高、抗負載擾動能力強和動態轉矩響應快等優點，已在許多場合逐步取代調速用的異步電動機成為交流調速新的發展方向。

同步電動機變頻調速-42-

由于同步電動機沒有轉差，也就沒有轉差功率，所以同步電動機調速系統只能是轉差功率不變型（恒等于0）的，而同步電動機轉子極對數又是固定的，因此只能靠變壓變頻調速，沒有像異步電動機那樣的多種調速方法。在同步電動機的變壓變頻調速方法中，從頻率控制的方式來看，可分為

1)他控變頻調速；

2)自控變頻調速。

-43-

1)他控式同步電動機變頻調速系統他控式同步電動機變頻調速系統所用的變頻裝置是獨立的，變頻裝置的輸出頻率是由轉速給定信號決定的，這種調速系統一般為開環控制系統。

-44-

2)自控式同步電動機變頻調速系統自控式同步電動機變頻調速系統所用的變頻裝置是非獨立的，變頻裝置的輸出頻率是由電動機本身軸上所帶轉子位置檢測器或電動機反電動勢波形提供的轉子位置信號來控制的，這種調速系統均為轉速閉環控制系統。

-45-1.3電力電子變流器的結構與類型1.3.1直流輸出變換器1.3.2交流輸出變換器-46-

變流器是一種電能變換裝置，它應能根據供電電源的類型（直流電源或交流電源）以及電機控制所需的電源要求提供各種電能的變換。電能變換裝置的結構如下圖所示，它是將某種恒定電源轉換為可變電源的裝置。-47-

早期的電能變換裝置大都采用旋轉變流機組，即設置專門的發電機向所需變速的電動機提供所需電源。比如：專供直流電動機調速的G-M系統，又稱為Ward-Leonard系統。由于該系統需要旋轉變流機組，因此設備多，體積大，費用高，效率低，運行有噪聲，維護不方便。-48-1956年，晶閘管在Bell實驗室誕生，開始了第二次電子革命，從此“電子”進入到強電領域，電力電子器件成為弱電控制強電的紐帶。其重要意義在于：電力電子學把機器時代、電氣時代和電子時代開創的技術融合在一起。

60年代，電力電子器件進入電力拖動領域，逐步取代了旋轉變流機組和離子拖動變流裝置，可以方便地通過電能變換裝置來控制電機的運行方式，使變流技術產生了根本性的變革。以晶閘管變流裝置與直流電動機組成的直流調速系統成為電力傳動控制系統的主要形式，這一時期被稱為晶閘管時代。-49-80年代，可關斷電力電子器件的出現，使交流變流裝置變得簡單可靠；大規模集成電路和微型計算機的發展，使得控制系統易于實現。這兩方面的突破，促進了交流調速系統迅速發展，并開始逐步取代直流調速系統。-50-

目前，在電力電子技術方面，通過現代電力電子變流裝置，可以在交流與直流之間實現各種形式的電能轉換。-51-

與旋轉變流機組相比，電力電子變流裝置沒有旋轉機構，幾乎沒有噪音，因此又稱靜止式變流器，不僅在經濟性和可靠性上都有很大提高，而且在技術性能上也顯示出較大的優越性：1）電力電子器件的功率放大倍數大，其門極驅動可以直接與電子電路接口，易于實現弱電控制強電；2）控制簡便，可通過計算機或專用芯片產生各種波形，實現各種電源的轉換；3）系統的動態響應快，變流機組是秒級，而電力電子變流器是微秒級，這將會大大提高動態性能；4）功率開關器件工作在開關狀態，導通損耗小，當開關頻率適當時，開關損耗也不大，因而變流裝置效率高；-52-1.3.1直流輸出變換器下圖表示了直流輸出變換器的基本原理，它將輸入的恒定交流電源，通過開關器件的調制，輸出可變得直流電。-53-

目前，電力電子直流輸出變換器主要有相控整流器、直流斬波器和PWM整流器三大類：1.相控整流器整流器（Rectifier），又稱（AC/DCConverter）是電力電子中最早的一種，它將交流電變為直流電。整流電路按其組成的開關器件分為不可控、半控和全控三種類型；按電路結構可分為橋式和零式拓撲結構；按交流電源的相數又可分為單相電路和多相電路；按變壓器二次側電流的方向可分為單拍和雙拍整流器。在傳統的直流電力傳動系統中，一般采用晶閘管構成單相或三相相控型整流器，其主電路拓撲結構多選擇橋式電路。-55--56-

如果采用晶閘管作為整流器的主開關器件組成晶閘管-電動機調速系統（簡稱V-M系統，又稱靜止的Ward-Leonard系統），圖1-5給出了V-M系統的簡單原理圖。-57-

在如圖V-M系統中，Ud與觸發脈沖相位角的關系因整流電路的形式而異，對于一般的全控整流電路，當電流波形連續時，Ud=f（）可用下式表示

（1-7）從自然換相點算起的觸發脈沖控制角

=0時的整流電壓平均值-58--59-V-M系統的優點是：晶閘管整流裝置不僅在經濟性和可靠性上都有很大提高，而且在技術性能上也顯示出較大的優越性。晶閘管可控整流器的功率放大倍數在104以上，其門極電流可以直接用電子控制，不再象直流發電機那樣需要較大功率的放大器。在控制作用的快速性上，變流機組是秒級，而晶閘管整流器是毫秒級，這將會大大提高系統的動態性能。-60-

但是，由于晶閘管整流器是采用相位控制方式，因此還存在如下問題：

1）整流器輸出電流波形的脈動。由于整流電路的脈波數是有限的，使其輸出的直流電流是脈動的，可能出現電流連續和斷續兩種情況：當V-M系統主電路有足夠大的電感量，而且電動機的負載也足夠大時，整流電流便具有連續的脈動波形；當電感量較小或負載較輕時，會出現電流波形斷續情況。電波波形的斷續給用平均值描述的系統帶來一種非線性的因素，也引起機械特性的非線性影響系統的運行性能。因此，實際應用中常希望盡量避免發生電流斷續。-61-

2）整流器網側的功率因數PF（powerfactor）的降低。PF等于位移因數DF（displacementfactor）與電流畸變因數的乘積，在輸出電流連續并忽略換流過程影響的條件下，DF=cos，即隨著相控角的增加而減小，造成電網的無功損耗增加和電壓波動。-62-

3）整流器輸入電流總諧波畸變率THD（TotalHarmonicDistortion）對電網和其他用電設備的不利影響。由于諧波電流的存在，使THD增大，將增加電網的諧波損耗和引起傳導和射頻干擾。諧波損耗會加重電網負擔；電磁干擾（EMI）造成對各種電氣和電子設備的干擾。-63-

在V-M系統中，脈動電流會增加電動機的發熱，同時也產生脈動轉矩，對生產機械不利。為了避免或減輕這種影響，須采用抑制電流脈動的措施，主要是：

1）設置平波電抗器；

2）增加整流電路相數；

3）采用多重化技術。

-64-

對于由諧波和無功功率造成的“電力公害”，必須采取措施加以解決。傳統的辦法有：

1）在整流器輸入端設置無源濾波器；

2）在網側增設無功補償裝置。-65-

近年來，隨著新型電力電子器件問世和電能質量控制技術的進展，各種新的諧波抑制和無功補償裝置不斷涌現。這些新的電能質量控制技術和裝置有：

1）開發各種有源電力濾波器（APF-activepowerfilters），比如：串聯型APF、并聯型APF以及混合型APF；

2）引入功率因數校正（PFC-powerfactorcorrection）電路；

3）有源濾波與功率因數混合校正技術。-66-2.直流斬波器

解決晶閘管相控整流器問題的辦法之一是采用二極管整流器先將交流電轉換為不可控的直流，然后再通過直流-直流變換器（DC/DCConverter）得到可控的直流輸出。這種系統的結構如圖1-6所示，用二極管整流器代替晶閘管整流器可緩解由相控角引起的功率因數降低問題。-67--68-

直流-直流變換器又稱為直流斬波器（DCChopper），是一種將固定直流電源變換為可調直流電源的電能變換裝置。直流斬波器有多種類型，其中：降壓斬波電路（Buck電路）和升壓斬波電路（Boost電路）是最基本的斬波電路。由Buck電路構成的直流斬波器-電動機系統的原理圖示于圖1-7a。當S導通時，直流電源電壓Ud0加到電動機上；當S關斷時，直流電源與電機脫開，電動機電樞經VD續流，兩端電壓接近于零。如此反復，得電樞端電壓波形u=f(t)，如圖1-7b，好象是電源電壓Ud0在ton時間內被接上，又在(T-ton)時間內被斬斷，故稱“斬波”。

-69--70-由直流斬波器輸出的平均電壓為（1-8）開關周期占空比

可見在Buck電路中，通過調節S即可得到連續可調的直流輸出。但是，采用基本Buck電路只能實現直流電動機的正向電動運行。為實現直流電動機正反向運行，常采用H型可逆脈寬調制（PulseWidthModulation，簡稱PWM）變換器。-71-與晶閘管相控整流器相比，直流斬波器的優越性在于：1)主電路線路簡單，需用的功率器件少；2)開關頻率高，電流容易連續，諧波少，電機損耗及

發熱都較小；3)低速性能好，穩速精度高，調速范圍寬；4)系統頻帶寬，動態響應快，動態抗擾能力強；5)功率開關器件工作在開關狀態，導通損耗小，當開關

頻率適當時，開關損耗也不大，因而裝置效率較高；6)直流電源采用不控整流時，電網功率因數比相控

整流器高。-72-3.PWM整流器解決晶閘管相控整流器問題的另一種辦法是在整流電路中用全控型電力電子開關器件代替晶閘管，采用PWM控制輸出電壓，并同時改善功率因數和抑制電流諧波。為了滿足不同的需求，現已開發出多種PWM控制的新型整流器。為簡便起見，以一個單相PWM整流電路為例說明其工作原理。如圖1-8所示，采用單相全控橋整流電路拓撲，由全控型器件和續流二極管構成不對稱雙向開關。-73--74-

（1）換流模式該整流電路有三種工作模式：

1)模式I：S1和S3閉合，或S2和S4閉合，此時，交流電源經電感L短路，整流器輸入電壓us=0，整流器輸出電流id=0，其等效電路如圖1-8b所示。

2)模式II：S1和S4閉合，us=Ud，id<0；或D1和D4導通，us=Ud，id>0，其等效電路如圖1-8c所示。

3)模式III：S2和S3閉合，us=-Ud，id<0；或D2和D3導通，us=-Ud，id>0，其等效電路如圖1-8d所示。-75-設交流電源電壓為（1-9）假定交流輸入電流的相位滯后于電源電壓的相位差為φ（1-10）根據上述開關狀態，整流器交流輸入電壓us可表為（1-11）-76-整流器輸出電流為（1-12）

（2）PWM控制如果采用SPWM控制方式，用高頻三角波uT作為載波，其幅值Ucm為恒值，載波頻率fT遠高于電源頻率f

；設正弦波調制信號為

（1-13）α為PWM控制角，可使ug的相位按需要超前或滯后于電源電壓。-77-

將三角載波與正弦調制波相比較，以得到開關器件的通、斷控制信號。這樣，在每一個載波周期TT內，控制開關器件導通時間為ton，則整流電路開關的占空比為

（1-14）這里，占空比是一個隨時間變化的變量，記為（t）。并定義調制信號的幅值與載波信號幅值之比為調制比，即有（1-15）-78-

由此可見，改變PWM的調制比，可以改變整流電路開關的占空比，以達到調節整流器輸出電壓的目的。

（3）輸出電壓調節由于采用PWM控制，整流器輸入電壓us也是一個PWM波形，它在一個載波周期內的平均值可表為（1-16）

在整流器輸出平均直流電壓Ud恒定時，其輸入的平均電壓是占空比（t）的函數，其中T表示交流電源的周期。-79-將式（1-14）和（1-15）代入式（1-16），可得

（1-17）設整流器輸入電壓us的基波分量us1為

（1-18）由于fc>>f，使得基波分量us1近似于其平均電壓，比較上面兩式可得

（1-19）-80-考慮到us與電源電壓u的相位差為，兩個電壓的幅值則有如下關系

（1-20）由上面兩式可推導出（1-21）

上式說明，PWM整流器的輸出平均電壓Ud與M和cos有關，即可以通過控制PWM調制比或控制角來調節整流器的輸出電壓。這就是PWM整流器的調壓原理。

-81-

（4）功率因數控制PWM整流器不僅可以調壓，其特出的優點是還可以同時調節網側功率因數。為分析簡便，將單相PWM整流器的交流輸入回路用如圖1-9所示的等效電路表示，如果忽略線路和電源電阻R，交流電壓和電流變量之間的關系可用相量圖表示。

-82-

當整流器工作于順變（整流）狀態，如果調節SPWM的正弦調制信號ug的控制角，使得其滯后于電源電壓u的相位為（1-22）使電源電壓u與整流器輸入電壓us和電感電壓uL的相量關系如圖1-10a所示，此時，電源電壓u與交流輸入電流i的相位相同，整流器輸入端的功率因數FP=1。

-83-

當整流器工作于逆變狀態，如果調節SPWM的正弦調制信號ug的控制角，使得其超前于電源電壓u的相位也是

=arctan（L/R），使電源電壓u與整流器輸入電壓us和電感電壓uL的相量關系如圖1-10b所示，此時，電源電壓u與交流輸入電流i的相位相反，整流器工作于逆變狀態，其輸入端的功率因數也是FP=1。-84-

綜上分析，采用SPWM控制方法，可以通過調節整流器PWM控制的調制波信號ug的控制角，改變整流器輸入電壓us和輸入電感的電壓降uL的大小和相位，以補償網側功率因數，從而實現功率因數為1的雙向電能變換。-85-

與晶閘管整流器和直流斬波器相比，PWM整流器的優點在于：1)通過SPWM控制，保持網側功率因數為1；2)輸入電流為按正弦脈動的近似正弦波，使電流諧波

含量有明顯減少；3)對于電機一類有源負載，可以將負載儲能在減速或

停車時返回電網，起到節能作用；4)電能的雙向傳遞，可應用于交流傳動和可再生能源

發電。-86-1.3.2交流輸出變換器由于高性能的交流調速系統需要變流器既能改變電壓又能改變頻率，因此，現代交流變流器是一種變壓變頻裝置，通常稱為變頻器。目前，電力電子交流變換器主要有:交-直-交變頻器交-交變頻器-87-1.3.2.1交-直-交變頻器交-直-交變頻器的基本原理是：首先將交流電通過整流器變成直流電，然后再通過逆變器變成交流電。由于中間直流環節的存在，故而稱為交-直-交變頻器，又可稱為間接式的變壓變頻器。目前，有多種方式實現交-直-交變頻器的電能變換，主要應用于電力傳動控制系統的有下面三種方式：-88-1．采用相控整流器與六拍逆變器組成的交-直-交變頻器這是較為早期的一種交-直-交變頻器，其基本結構如圖1-11所示。-89-

（1）逆變器的換流模式

交-直-交變壓變頻器中的逆變器一般接成三相橋式電路，以便輸出三相交流變頻電壓，圖1-12為6個晶閘管VT1-VT6組成的三相逆變器主電路，控制各開關器件輪流導通和關斷，可使輸出端得到三相交流電壓。FC為頻率控制器，根據輸入的頻率控制信號U*fr，產生一定頻率的脈沖，并分配去觸發相應的晶閘管。在某一瞬間，控制一個開關器件關斷，同時使另一個器件導通，就實現了兩個器件之間的換流。在三相橋式逆變器中，有180°導通型和120°導通型兩種換流方式。-90--91-

現以180°導通型換流模式為例來分析其逆變原理。

在一個交流電源周期里，每個60°觸發一個晶閘管，在同一橋臂上、下兩管之間互相換流。例如，當VT1關斷后，使VT4導通，而當VT4關斷后，又使VT1導通。這時，每個開關器件在一個周期內導通的區間是180°，其它各相亦均如此。表1-1給出了在一個交流電源周期里，180°導通型換流模式正相序的觸發順序和開關狀態。-92-序號導通區間開關狀態10~60S5、S6、S1260~120S6、S1、S23120~180S1、S2、S34180~240S2、S3、S45240~300S3、S4、S56300~360S4、S5、S6工作模式0+-icV1V5V6Udibia模式1（0~60°導通）設逆變器負載對稱，即

ZU=ZV=ZW=Z這樣，電路的總電流為相電壓為

Ua0=Uc0=Ud

/3Ub0=-2Ud

/3i1工作模式（續）0+-icV1V2UdiaV6ib模式2（60~120°導通）同理，電路的總電流為相電壓為

Ua0=2Ud

/3Ub0=Uc0=-

Ud

/3i1工作模式（續）0+-icV1V3V2Udibia模式3（120~180°導通）同理，電路的總電流為相電壓為

Uc0=-2Ud

/3Ua0=Ub0=Ud

/3i1-96-

按此換流模式，并忽略換流時間，得到理想的電壓型逆變器輸出波形見圖1-12。根據180°導通電壓型逆變器的輸出波形，可推導出逆變器輸出的相電壓和線電壓方程：-97-

可見，三相180°導通電壓型逆變器的輸出電壓并非理想的正弦波，除了正弦基波分量外（上兩式中的第一項），還含有多項的高次諧波。為了改善電壓波形，可以采取其他控制策略和措施，比如：PWM控制、多重化技術等。

-98-

在實際應用時，由于在180°導通型逆變器中，除換流期間外，每一時刻總有3個開關器件同時導通。因此，必須防止同一橋臂的上、下兩管同時導通，否則將造成直流電源短路，俗稱“直通”。為此，在換流時，必須采取“先斷后通”的方法，即先給應關斷的器件發出關斷信號，待其關斷后留有一定的時間裕量，叫做“死區時間”，再給應導通的器件發出開通信號。死區時間的長短視器件的開關速度而定，器件的開關速度越快時，所留的死區時間可以越短。為了安全起見，設置死區時間是非常必要的，但它會造成輸出電壓波形的畸變。-99-

在逆變器的一個交流輸出周期中，每個開關管導通一次，每隔60°總有一個管子導通和關斷，使逆變器的輸出電壓或電流有一次變化。這樣在一個電源周期360°電角度中共有6個開關管輪流導通，然后重新開始循環，由此又稱為六拍逆變器。這樣，恒壓恒頻的交流電源經過交-直-交的變換，成為變壓變頻的交流電源。

-100-如果六拍逆變器開關管按S1→S2→S3→S4→S5→S6順序觸發的正相序循環，則輸出三相正相序交流電，驅動交流電動機正向運行；反之，如果按S6→S5→S4→S3→S2→S1的負相序觸發開關管，則輸出三相負相序交流電，驅動交流電動機反向運行。-101-(2)電壓源型逆變器和電流源型逆變器由于在逆變器與負載之間除了有功功率的傳送外，還存在無功功率的交換，因此需要采用儲能元件來緩沖無功能量。還有為了使輸入到逆變器直流電源平穩，需要在交-直-交變頻器的中間直流環節設置濾波器。一般采用電容器或電感器來滿足上述兩項需求。根據直流中間環節所采用的儲能元件的不同，交-直-交變頻器又分為電壓源型和電流源型兩種變流器：-102-

1)電壓源型如果直流環節采用大電容作為儲能元件，由于電容器的濾波作用，使直流電壓波形比較平穩，在理想情況下可看作是一個內阻為零的恒壓源，因此稱為電壓源型逆變器（VSI，VoltageSourceInverter），有時簡稱電壓型逆變器。電壓型逆變器的拓撲結構如圖1-13a所示，其輸出的交流電壓是矩形波或階梯波。-103-

2)電流源型如果直流環節采用大電感作為儲能元件，由于電感濾波作用，使直流電流波形比較平直，相當于一個恒流源，因此稱為電流源型逆變器（CSI，CurrentSourceInverter），或簡稱電流型逆變器。電流型逆變器的拓撲結構如圖1-13b所示，其輸出的交流電流是矩形波或階梯波。-104--105-

兩類逆變器在主電路上雖然只是直流環節的儲能元件不同，在性能上卻帶來了明顯的差異，主要表現如下：

1)無功能量的緩沖電壓型逆變器采用電容器來緩沖無功能量和直流濾波；而電流型逆變器則采用電感器來緩沖無功能量和直流濾波。

2)能量的回饋采用電流源型逆變器，由于功率交換時電流方向不變，容易實現能量的回饋，從而便于四象限運行，適用于需要回饋制動和經常正、反轉的生產機械。而對于電壓源型逆變器，由于其中間直流環節有大電容鉗制著電壓的極性，不可能迅速反向，而電流受到器件單向導電性的制約也不能反向，所以在原裝置上無法實現回饋制動。-106-

3)動態響應正由于交-直-交電流源型變壓變頻調速系統的直流電壓極性可以迅速改變，所以動態響應比較快，而電壓源型則要差一些。

4)應用場合電壓源型逆變器屬恒壓源，電壓控制響應慢，不易波動，所以適于做多臺電動機同步運行時的供電電源，或單臺電動機調速但不要求快速起制動和快速減速的場合。采用電流源型逆變器的系統則相反，不適用于多電動機傳動，但可以滿足快速起制動和可逆運行的要求。-107-

六拍變流器的優點是：在整流環節進行調壓控制，在逆變環節進行調頻控制，兩種控制分開實現，概念清楚，控制簡便。但由于采用晶閘管整流和逆變，帶來了如下不足：

1)由于采用晶閘管相控整流，在交流輸入端造成網側功率因數低和高次諧波大的問題；

2)六拍逆變器由于晶閘管的工作頻率的限制，變頻控制范圍有限，且輸出不是正弦，諧波含量高。-108-2．PWM變頻器

PWM變頻器的基本結構如圖1-14所示，采用二極管整流器將恒壓恒頻的交流電變換為不可控的直流輸出，再通過PWM逆變器變換為變壓變頻（VVVF—VariableVoltageVariableFrequency）的交流電輸出。

-109-

（1）PWM逆變器的主電路拓撲與調制原理

PWM逆變器的主電路拓撲如圖1-15所示，由6個開關器件S1-S6及續流二極管組成，開關器件可以根據逆變器的容量選用IGBT、PMOSFET或BJT等全控型器件。目前，對于中、小容量的變頻器，大都采用復合型器件IGBT作為主電路開關。這種采用三相橋式二極管整流器與三相橋式IGBT逆變器構成的PWM變頻器成為當今最為流行的變頻器形式，又有人稱其為通用變頻器。-110--111-

交流PWM調制的基本原理與直流PWM調制相似，只是以正弦波作為逆變器輸出的期望波形，以頻率比期望波高得多的等腰三角波作為載波（Carrierwave），并用頻率和期望波相同的正弦波作為調制波（Modulationwave），當調制波與載波相交時，由它們的交點確定逆變器開關器件的通斷時刻，從而獲得在正弦調制波的半個周期內呈兩邊窄中間寬的一系列等幅不等寬的矩形波。按照波形面積相等的原則，每一個矩形波的面積與相應位置的正弦波面積相等，因而這個序列的矩形波與期望的正弦波等效。這種調制方法稱作正弦波脈寬調制（Sinusoidalpulsewidthmodulation，簡稱SPWM），這種序列的矩形波稱作SPWM波。

-112-

（2）PWM調制方法由于PWM變頻器能克服晶閘管變頻器的不足，性能得到很大提高，因此引起人們的重視，相繼開發出許多種PWM調制方法。這里簡要介紹幾種主要方法：

1）正弦波脈寬調制(SPWM)方法這種方法的基本原理如上所述，SPWM控制技術有單極性控制和雙極性控制兩種方式。如果在正弦調制波的半個周期內，三角載波只在正或負的一種極性范圍內變化，所得到的SPWM波也只處于一個極性的范圍內，稱為單極性控制方式。如果在正弦調制波半個周期內，三角載波在正負極性之間連續變化，則SPWM波也在正負之間變化，稱為雙極性控制方式。-113-

此外，在PWM控制電路中，定義三角載波頻率fT與調制頻率fM之比N=fT/fM為載波比，根據載波比的變化情況，PWM調制方式又可分為異步調制和同步調制兩種方式。

異步調制是保持三角載波頻率fT固定不變，僅改變調制頻率fM的一種PWM調制方式，較為簡單。但調制時，隨著fM的變化，調制比N也是變化的，因而在正弦調制波半個周期內，PWM脈沖數隨著fM的升高而減少，并且正負半周期內脈沖不對稱，相位也不固定，特別是高頻調制時，上述問題更為嚴重。-114-

同步調制是同時改變載波頻率fT和調制頻率fM，使調制比N保持不變。這樣，在整個調制過程中，PWM脈沖數對稱不變，且相位固定。但當逆變器輸出頻率很低時，同步調制的載波頻率也隨之降低，使輸出諧波增大。為此，發展了分段同步調制和混合調制等辦法，以改善輸出波形。

-115-

PWM控制電路可采用模擬電路或數字控制來實現。采用模擬電路的正弦PWM調制器的原理框圖如圖1-16a所示，由三角波發生器產生高頻等幅的三角波信號uT，正弦波發生器按其輸入的控制信號Uc產生頻率和幅值可變的正弦調制信號uM，兩者經比較器比較后產生SPWM脈沖信號，再由邏輯電路將SPWM脈沖分配到主電路去觸發相應的開關器件，使其導通或關斷，從而在逆變器輸出近似正弦的電壓或電流波形。圖1-16b給出了采用雙極性控制方式的SPWM電壓型逆變器的輸出波形。-116--117-

如果采用數字控制，有多種方法可以選擇。早期只是把模擬電路的實現方法數字化，稱作“自然采樣法”。自然采樣法的運算比較復雜，在工程上更實用的是簡化后的“規則采樣法”，由于簡化方法的不同，衍生出多種規則采樣法。由于PWM變壓變頻器的應用非常廣泛，已制成多種專用集成電路芯片作為SPWM信號的發生器，后來更進一步把它做在微機芯片里面，生產出多種帶PWM信號輸出口的電機控制用的8位、16位微機和DSP芯片。-118-

2)消除指定次數諧波的PWM(SHEPWM)控制方法

脈寬調制（PWM）的目的是使變壓變頻器輸出的電壓波形盡量接近正弦波，減少諧波，以滿足交流電動機的需要。要達到這一目的，除了上述采用正弦波調制三角波的方法以外，還可以采用直接計算圖1-21所示各脈沖起始與終了相位α1，α2，α3，α4，……,α2m的方法，以消除指定次數的諧波，構成近似正弦的PWM波形（SHEPWM,SelectedHarmonicsEliminationPWM）。-119--120-

為簡化控制并減少諧波，假定PWM輸出波形滿足狄利克雷充分條件，并具有1/4周期對稱性，使其傅立葉級數不存在余弦項和所有偶次諧波，于是可得相電壓第k次諧波幅值的表達式為：

（1-24）Ud——變壓變頻器直流側電壓；i——以相位角表示的PWM波形第i個開關時刻；n——1/4PWM周期的開關次數次數（不包括0和k，k=1，2，）。

-121-

由上式可知，從理論上講，如果要想消除第k次諧波，只要在式（1-24）中令Ukm=0，并滿足基波幅值U1m為所要求的電壓值，并據此建立滿足給定條件的方程組，求解出相應的i值即可。例如，取n=3，可消除2個不同次數的諧波。常常希望消除影響最大的5和7次諧波，就讓這些諧波電壓的幅值為零，并令基波幅值為需要值，代入式（1-24）可得一組三角函數的聯立方程。-122-

根據這些方程，可解出α1、α2和α3的值，從而實現電路的SHEPWM控制。這里，利用MATLAB中的快速傅立葉變換（FFT）工具，對逆變器輸出波形進行諧波分析，結果如圖1-18所示。從圖中可以看出，采用SHEPWM控制后，基波分量占輸出的絕大部分，5次和7次諧波為零，這和期望的結果完全吻合。-123--124-

這樣的數值計算法在理論上雖能消除所指定次數的諧波，但更高次數的諧波卻可能反而增大，不過它們對電動機電流和轉矩的影響已經不大，所以這種控制技術的效果還是不錯的。由于上述數值求解方法的復雜性，而且對應于不同基波頻率應有不同的基波電壓幅值，求解出的脈沖開關時刻也不一樣。所以這種方法不宜用于實時控制，須用計算機離線求出開關角的數值，放入微機內存，以備控制時調用。-125-

3)PWM跟蹤控制方法

PWM跟蹤控制方法的基本思想是以希望逆變器輸出的電壓或電流波形作為指令信號，將檢測的實際電壓或電流作為反饋信號，通過兩者的瞬時值比較來決定逆變電路各開關器件的通斷，使實際的輸出跟蹤指令信號的變化。在跟蹤控制法中常用滯環比較方式或三角波比較方式。這里，僅以電流滯環跟蹤PWM（CHBPWM，CurrentHysteresisBandPWM）為例介紹PWM跟蹤控制方法。

-126--127-

電流跟蹤控制的精度與滯環的環寬有關，同時還受到功率開關器件允許開關頻率的制約。當環寬選得較大時，可降低開關頻率，但電流波形失真較多，諧波分量高；如果環寬太小，電流波形雖然較好，卻使開關頻率增大了，這是一對矛盾的因素。實用中，應在充分利用器件開關頻率的前提下，正確地選擇盡可能小的環寬。-128-

4)電壓空間矢量PWM(SVPWM)控制技術（或稱磁鏈跟蹤控制技術）電壓空間矢量（SpaceVectorPWM–SVPWM）控制法與載波調制等方法不同，它是從電動機的角度出發，著眼于如何使電動機獲得幅值恒定的圓形旋轉磁場，即以三相對稱正弦波電壓供電時交流電動機的理想圓形磁通為基準，用逆變器不同的開關模式所產生的實際磁通去逼近基準圓磁通，由比較的結果決定逆變器的開關，形成PWM波形。-129-設三相對稱正弦電壓的瞬時值為

（1-25）則它們對應的電壓空間矢量定義為

（1-26）-130-

由三相正弦電壓合成的電壓空間矢量以角轉速旋轉，見圖1-20。如果用三相正弦電壓向三相交流電動機定子供電，其形成的氣隙磁場也是以角轉速旋轉的圓形磁場。-131-

三相電壓型逆變器主電路如圖1-21所示，如果采用180方波控制方式，根據不同的開關組合，其輸出三相電壓的空間矢量u共有8種狀態，如表1-2所示，其中：u1-u6的幅值為直流電壓Ud，u0和u7為零矢量。-132--133-

根據電壓型六拍逆變器的換流過程，其電壓空間矢量為一個正六邊形，如圖1-22所示。由于六拍逆變器的電壓矢量的軌跡不是一個圓，因而其定子磁鏈也非圓形的旋轉磁場，由此使電動機產生脈動轉矩。為了減小電動機的轉矩脈動，提出了SVPWM控制技術，使輸出的電壓矢量接近圓形。

SVPWM控制的基本思想是：將六邊形的6個扇區進一步細分（圖1-23），在每個扇區中再插入一些中間矢量，這些中間矢量由8個基本電壓矢量的線性組合產生，構成一個多邊形來逼近圓形，如圖1-24所示。-134--135-中間矢量的組合方式如圖1-25所示:

（1-27）-136-三相合成電壓的幅值為

（1-28）調制比將式（1-27）用直角坐標系表示為

（1-29）-137-

根據式（1-30）和（1-31）可計算出插入中間矢量的作用時間，也就是PWM的脈沖時間。為了保證同一橋臂的上下兩個開關管不會出現短路，每次調制時總是從零矢量開始，又以零矢量來結束。比如：從u0開始到u7結束，或從u7開始到u0結束。通常兩個零矢量的作用時間相等，即有t0=t7。由Tsw=t1+t2+t0+t7可得

（1-31）

（1-30）

（1-32）-138-

按照上述方法，可以合成電壓矢量u，如圖1-25b所示。另外，為了減少開關損耗，每次換流時只允許有一個開關改變狀態。根據上述規定，可得到的開關序列如表1-3所示。扇區uuuuIu7u6u4u0IIu7u6u2u0IIIu7u3u2u0IVu7u3u1u0Vu7u5u1u0VIu7u5u4u0Iu0u4u6u7IIu0u2u6u7IIIu0u2u3u7IVu0u1u3u7Vu0u1u5u7VIu0u4u5u7表1-3SVPWM開關序列表-139-

例如：開關狀態轉換順序為111110100000；或者：111110010000。根據開關序列表，可以組合成相應的電壓空間矢量，使其構成的多邊形逼近圓形。由此可見，采用SVPWM調制方法，所組成的中間電壓矢量越多，就越接近圓形。但這需要高頻的開關切換。現在，實現SVPWM調制的方法很多，具體的控制策略請讀者參閱有關文獻。-140-

PWM變壓變頻器的應用之所以如此廣泛，是由于它具有如下的一系列優點：

1）在主電路整流和逆變兩個單元中，只有逆變單元是可控的，通過它同時調節電壓和頻率，結構簡單。采用全控型的功率開關器件，通過驅動電壓脈沖進行控制，驅動電路簡單，效率高。

2）輸出電壓波形雖是一系列的PWM波，但由于采用了恰當的PWM控制技術，正弦基波的比重較大，影響電動機運行的低次諧波受到很大的抑制，因而轉矩脈動小，提高了系統的調速范圍和穩態性能。-141-3）逆變器同時實現調壓和調頻，動態響應不受中間直流環節濾波器參數的影響，系統的動態性能也得以提高。

4）采用不可控的二極管整流器，電源側功率因素較高，且不受逆變器輸出電壓大小的影響。-142-3．雙PWM變頻器雙PWM變頻器的基本結構如圖1-26所示，變頻器的整流電路也由全控型器件，比如IGBT組成，并采用PWM控制，由此可實現電能在電網和負載之間的雙向流動。-143-

雙PWM變頻器有兩種工作模式：（1）當電動機電動運行時，對變頻器的網側變流電路進行PWM整流控制，將電壓和頻率恒定的交流電變成直流電，負載側變流器進行PWM逆變控制，輸出電壓和頻率可調的交流電，此時電能由電網向電動機傳遞。-144-

（2）當電動機發電運行時，則反過來對變頻器的負載側變流器進行PWM整流控制，將交流電變成直流電，網側變流電路進行PWM逆變控制，輸出電壓和頻率恒定的交流電反饋回電網，此時電能由電機向電網傳遞。

雙PWM變頻器的特點是：①可方便的實現四象限運行；②采用PWM整流控制，可任意調節網側功率因數，

使功率因數小于1、等于1或大于1；③也可大大減小電流諧波。

-145-4．多電平逆變器

對于高壓（電壓等級為3kV、6kV或更高）和大容量（功率等級在數百千瓦以上）應用場合，上述兩電平變頻器，則需要采用耐壓高的大功率開關器件，而且需要解決開關器件串聯或并聯使用的同時導通和關斷問題。另外，由于存在很高的dv/dt和共模電壓，這對電機繞組絕緣構成了威脅。為了解決上述問題，自20世紀80年代以來，研究和發展了多電平技術，構造了各種多電平變換器，主要有二極管箝位式、電容箝位式和級聯式等電路拓撲結構。-146-

目前在高壓大功率電力傳動系統中常用三電平變頻器，圖1-27給出了一個典型的采用二極管中點箝位式的三電平變頻器的拓撲結構。該逆變電路每一相有4個開關元器件、4個續流二極管和兩個箝位二極管來構成，其換流模式有三種形式：(1)當Sa1、Sa2導通，Sa3、Sa4關斷時，uao=Ud/2；(2)當Sa2、Sa3導通，Sa1、Sa4關斷時，uao=0；(3)當Sa3、Sa4導通，Sa1、Sa2關斷時，uao=-Ud/2。可見其每相能夠輸出三個電平，箝位二極管在負載電流反向時可起到箝位和續流的作用。-147--148-

多電平的調制方法可將上述兩電平的PWM控制思想推廣到多電平逆變電路的控制中。但由于多電平逆變電路的PWM控制方法是和其拓撲緊密聯系的，不同的拓撲有不同的特點，從而也就具有不同的控制要求。但歸納起來，多電平逆變電路的PWM控制技術主要對兩方面目標進行控制：第一、輸出電壓的控制，即變換器輸出的脈沖序列在伏秒意義上與目標參考波形等效；第二、針對變換器本身正常運行的控制，包括直流電容的均壓控制、輸出諧波控制、所有功率開關的輸出功率平衡控制以及器件的開關損耗控制等。

-149-

目前，多電平逆變電路的PWM控制方法主要分為兩大類：載波調制法和電壓空間矢量（SVPWM）法。載波調制法又有載波移相法（phaseshiftedcarrierPWM）和載波層疊法（carrierdispositionPWM）之分；多電平空間矢量調制法也有不同的實現途徑。

-150-

該拓撲的優點主要有：

1)三電平NPC逆變電路對器件的耐壓要求不高。開關元器件所承受的關斷電壓為直流回路電壓的一半。

2)三電平逆變器輸出的負載相電壓為9電平，相對于兩電平拓撲輸出5電平，各電平幅值變化降低，這就使得它對外圍電路的干擾小，對電機的沖擊小，在開關頻率附近的諧波幅值也小。

3)三電平逆變電路輸出為三電平的階梯波，其形狀更接近于正弦。在開關頻率相同的條件下，諧波比兩電平電路要小得多。

-151-1.3.2.2交-交變頻器交-直-交變頻器由于存在直流環節，帶來轉換損耗和時滯效應。而交-交直接變頻器可省去直流環節，可提高一次功率變換效率和加快響應速度。它是由正、反兩組晶閘管可控整流裝置反并聯組成的可逆線路。-152-

圖1-28給出了一個單相交-交變頻器結構，由兩組晶閘管整流電路反并聯組成，其基本原理是控制正、反兩組整流器輪流工作，當正組整流時，VF輸出直流電壓，在負載上流過正向電流+Id；當反組整流時，VR輸出極性相反的直流電壓，在負載上流過反向電流-Id。這樣，正、反兩組按一定周期相互切換，在負載上就獲得交變的輸出電壓uo，uo的幅值決定于各組可控整流裝置的控制角，uo的頻率決定于正、反兩組整流裝置的切換頻率。如果控制角一直不變，則輸出平均電壓是方波。-153-

如要獲得正弦波輸出，就必須在每一組整流裝置導通期間不斷改變其控制角。常用的方法是采用調制控制方式，其控制原理是：在正向組導通的半個周期中，使控制角由/2（對應于平均電壓uo=0）逐漸減小到0（對應于uo

最大），然后再逐漸增加到/2（uo

再變為0），當角按正弦規律變化時，半周中的平均輸出電壓即為圖中虛線所示的正弦波；對反向組負半周的控制也是這樣，其輸出電壓和電流波形如圖1-29所示。-154--155-

三相交交變頻電路可以由3個單相交交變頻電路組成，其基本結構如下圖所示。如果每組可控整流裝置都用橋式電路，含6個晶閘管（當每一橋臂都是單管時），則三相可逆線路共需36個晶閘管，即使采用零式電路也須18個晶閘管。-156-

與交-直-交變頻器相比，交-交變頻器的優點是：1)采用電網自然換流，由一次換流即可實現變壓變頻，換流效率高；2)能量回饋方便，容易實現四象限運行；3)低頻時輸出波形接近正弦。-157-

但是，普通交-交變頻器也存在一些缺點：1)使用晶閘管數量多，接線復雜；2)輸出頻率范圍窄，只能在1/2~1/3電網頻率以下

調頻；3)由于采用相控整流，功率因數低。由此，采用晶閘管的普通交-交變頻器常用于大功率低速電力傳動系統，比如：大型碎礦機、水泥球磨機、卷揚機、礦井提升機、軋鋼機、船舶電力推進等。-158-1.4系統檢測方法1.4.1直接檢測方法1.4.2信號處理1.4.3狀態觀測和參數估計-159-

電力傳動控制系統的閉環控制離不開信號檢測和處理，通常需要檢測的參數有：電壓、電流、頻率、相位、磁場（磁鏈）、轉速、轉矩和位置等。信號檢測的方法有直接檢測和間接檢測，直接檢測就是采用各種傳感器直接獲取檢測信號；間接檢測是對于難于通過直接檢測獲得的信號，用其他可測信號通過數學模型和函數關系推算出所需信號。由于間接檢測的基本原理是通過系統部分狀態變量觀測或估計系統狀態，因此又稱為狀態觀測器和估計器檢測方法。-160-1.4.1直接檢測方法1.4.1.1轉速檢測傳感器常用的轉速檢測傳感器有測速發電機、旋轉編碼器等。測速發電機輸出的是轉速的模擬量信號；旋轉編碼器則為數字測速裝置。-161-1.測速發電機測速發電機的作用是把輸入的轉速信號轉換成輸出的電壓信號，對測速發電機的基本要求是：

1）輸出電壓與轉速之間有嚴格的正比關系，以達到高精度的要求；

2）在一定的轉速時所產生的電動勢及電壓應盡可能的大，以達到高靈敏度的要求。測速發電機可分為直流測速發電機和交流測速發電機兩類：-162-

(1)直流測速發電機

其基本結構和工作原理與普通直流發電機相同，采用直流測速發電機檢測轉速的電路如圖1-31所示：-163-

當主磁通Φ一定時，直流發電機電樞繞組的感應電動勢為Ea=CeΦn，若取樣電阻為R2，則其輸出電壓為

（1-33）-164-

(2)交流測速發電機交流測速發電機的定子上嵌有兩相繞組，一相是勵磁繞組，另一相是輸出繞組，它們在空間互差90o電角度，如圖1-32所示。-165-2.轉速編碼器

測速發電機常用用于模擬控制系統中，而且測速精度有限。在數字測速中，常用光電式旋轉編碼器作為轉速或轉角的檢測元件。光電式旋轉編碼器測速原理如圖1-33所示，在一個金屬圓盤上開許多小槽，有槽的地方可以透光，其他地方不透光，光源LED與光電探測器放置在圓盤兩邊，當圓盤旋轉時，利用透明區和被不透明區光線穿越或阻擋兩種情況，光電探測器輸出高、低兩個電平的脈沖。

-166--167-

光電式旋轉編碼器也可利用光源對反射區與非反射區不同作用，以及干涉條紋來實現。由光電式旋轉編碼器產生與被測轉速成正比的脈沖，測速裝置將輸入脈沖轉換為以數字形式表示的轉速值。-168-1.4.2.1電流和電壓傳感器1.電流互感器

電流互感器類似于一個升壓變壓器，它的一次繞組匝數N1很少，一般只有一匝到幾匝；二次繞組匝數N2很多。使用時，一次繞組串聯在被測線路中，流過被測電流，而二次繞組與電流表等阻抗很小的儀表接成閉路，如圖1-34所示。-169-若忽略勵磁電流，根據磁動勢平衡關系可得：（1-34）

由上式可知，利用一、二次繞組的不同匝數，電流互感器可將線路上的大電流轉成小電流來測量。-170-

電流互感器通常用來檢測交流電流，圖1-35給出了采用電流互感器檢測三相交流電路電流的電路原理，由電流互感器檢測到與三相交流電流成正比的交流電壓，通過三相橋式二極管整流輸出直流電壓信號Ui，另外還可輸出零電流信號Ui0。

-171-2.電壓互感器

電壓互感器實質上就是一個降壓變壓器，其工作原理和結構與雙繞組變壓器基本相同。圖1-36是電壓互感器的原理圖，它的一次繞組匝數N1很多，直接并聯到被測的高壓線路上；二次繞組匝數N2較少，接高阻抗的測量儀表（如電壓表或其它儀表的電壓線圈）。-172-

由于電壓互感器的二次繞組所接儀表的阻抗很高，二次側電流很小，近似等于零，所以電壓互感器正常運行時相當于降壓變壓器的空載運行狀態。根據變壓器的變壓原理，有（1-35）-173-

上式表明，利用一、二次繞組的不同匝數，電壓互感器可將被測量的高電壓轉換成低電壓供測量等。電壓互感器常用來檢測交流電壓，直流電壓可采用電阻分壓器法或電容分壓器法等檢測方法。-174-3.霍爾傳感器

1879年，霍爾（EdwinH.Hall）發現：當載流體或半導體處于與電流相垂直的磁場中時，在其兩端將產生電位差，這一現象稱為霍爾效應。利用霍爾效應制成的霍爾元件可作為檢測磁場、電流、位移等傳感器。圖1-37是采用霍爾傳感器檢測電流的電路。-175-

通過施加直流電壓后產生原電流Ic，由被測電流產生磁場，按霍爾效應輸出相應的電位差UH，即有

（1-36）

由霍爾器件輸出的電壓UH再經過放大器A1放大后，輸出電流檢測信號Ui。

霍爾常數磁通密度控制電流-176-1.4.1.3磁場（磁鏈）傳感器磁感應強度和磁場強度的測量分為永久磁鐵和通電線圈兩種形式：

(1)用永久磁鐵作為磁感應傳感器一般都由質子核磁共振儀來校準磁感應強度的量值，其誤差為0.0