第3章

高頻功率放大器復旦大學電子工程系陳光夢高頻電路基礎2023/2/4高頻電路基礎2概述功率放大器的作用發射、功率輸出設備功率放大器的分類非開關工作狀態：A類、B類、C類開關工作狀態：D類、E類、F類功率放大器的要求輸出功率電源效率功率增益、阻抗匹配諧波抑制度2023/2/4高頻電路基礎3C類諧振功率放大器原理電路晶體管：將激勵信號轉換為輸出電流諧振回路：濾波作用；阻抗匹配作用激勵信號：電壓較大，使晶體管工作在非線性區2023/2/4高頻電路基礎4工作狀態2023/2/4高頻電路基礎5尖頂余弦脈沖電流將iC傅立葉展開：其中2023/2/4高頻電路基礎6尖頂余弦脈沖分解系數導通角2023/2/4高頻電路基礎7能量關系和集電極效率基波輸出功率：直流輸入功率：集電極耗散功率：集電極效率：

其中與電流導通角有關，導通角越小集電極效率越高。但是電流導通角越小輸出功率也越小，所以一般導通角取60～90度2023/2/4高頻電路基礎8C類諧振功放的工作狀態分析動態負載線晶體管集電極電流ic與集電極電壓vce共同確定的動態點的運動軌跡由晶體管輸出特性曲線和外電路方程共同確定外電路是LC諧振回路，完全不同于電阻負載可以用逐點描繪法得到動態負載線，在不需要精確計算的場合也常常用折線近似2023/2/4高頻電路基礎9折線近似的動態負載線晶體管特性近似為線性外電路方程為動態負載線2023/2/4高頻電路基礎10高頻諧振功率放大器的工作狀態2023/2/4高頻電路基礎11三種工作狀態的特點由于輸出端LC回路的濾波作用，輸出電壓始終為余弦波。欠壓狀態晶體管始終工作在線性區，輸出電流為尖頂余弦脈沖。過壓狀態在輸入電壓峰值附近，晶體管進入飽和區，輸出電流出現凹陷。臨界狀態在輸入電壓峰值附近，晶體管到達飽和區邊緣，輸出電流基本是尖頂余弦脈沖。在導通角小于90度的時候，無論在哪種狀態，輸出電壓與輸入電壓的關系都不是線性關系。2023/2/4高頻電路基礎12放大特性欠壓區：輸出基波電壓和基波電流均隨輸入幅度增加而增加，輸出功率也相應增加。但是由于導通角的變化，此增加是非線性的，導致輸出功率的增加為非線性的。過壓區：由于晶體管飽和，輸出電壓趨于不變；由于出現凹陷，輸出基波電流也趨于不變，所以輸出功率趨于不變。2023/2/4高頻電路基礎13臨界狀態下的輸出2023/2/4高頻電路基礎14臨界狀態下，集電極電壓的峰值為所以，臨界狀態下集電極輸出的基波功率為基波集電極電流峰值為諧振電阻為2023/2/4高頻電路基礎15例1已知晶體管諧振功放q=75°即求臨界狀態的輸出功率、諧振電壓以及流過晶體管的最大集電極電流。解：2023/2/4高頻電路基礎16例2已知某晶體管參數如下：ICM=750mA，PCM=1W，VCES=1.5V，GP(功率增益)≥13dB。要求以此設計一個C類功放，輸出功率Po1=2W，電源電壓VCC=24V。解：若選q=70°，則a0=0.253，a1=0.4362023/2/4高頻電路基礎17（晶體管安全范圍）（晶體管安全范圍）2023/2/4高頻電路基礎18保持輸入

vbm不變,保持電源電壓VCC不變通過改變

re，研究C類功放的輸出隨負載阻抗改變的規律負載變化對于C類功放的影響2023/2/4高頻電路基礎19負載阻抗變小，工作狀態向欠壓狀態移動；負載阻抗變大，工作狀態向過壓狀態移動在欠壓狀態，基波電流變化緩慢，近似恒流源；在過壓狀態，基波電壓變化緩慢，近似恒壓源在臨界狀態，具有最高的輸出功率在靠近臨界的弱過壓狀態，具有最高的集電極效率2023/2/4高頻電路基礎20調制特性1、集電極調制通過改變集電極直流電壓，使得放大器的輸出發生改變，稱為集電極調制。2023/2/4高頻電路基礎21集電極調制特性集電極電壓VCC增大，工作狀態趨于欠壓區；VCC減小，工作狀態趨于過壓區欠壓區：由于晶體管的恒流特性，導致輸出電壓和輸出電流均基本不變，輸出功率亦基本不變過壓區：晶體管進入飽和區，輸出電壓、輸出電流以及輸出功率受VCC控制（調制）2023/2/4高頻電路基礎222、基極調制通過改變基極直流偏置電壓，使得放大器的輸出發生改變，稱為基極調制。2023/2/4高頻電路基礎23基極調制特性基極偏置電壓VBB偏正（對于NPN晶體管而言），工作狀態趨于過壓區；反之，VBB偏負，工作狀態趨于欠壓區過壓區：由于放大器的恒壓特性，導致輸出電壓和輸出電流均基本不變，輸出功率亦基本不變欠壓區：晶體管進入線性區，輸出電壓、輸出電流以及輸出功率受VBB控制（調制）2023/2/4高頻電路基礎24兩種調制特性的比較相同點：均可以實現控制輸出功率的目的不同點：工作狀態不同：基極調制工作在欠壓狀態，集電極調制工作在過壓狀態調制（控制）功率：基極調制需要的調制功率小，集電極調制需要的調制功率大效率：集電極調制的電源利用系數大致恒定，所以效率較高，基極調制的電源利用系數變化，所以平均效率下降線性：集電極調制的線性較好2023/2/4高頻電路基礎25三個特性的總結與應用綜合效率、輸出功率等因素，C類諧振放大器一般設計在臨界狀態工作。常用負載特性來判斷放大器的工作狀態：在欠壓狀態，輸出功率隨re加大而加大，集電極電流隨re加大而減小（但不明顯）。在過壓狀態，輸出功率隨re加大而減小，集電極電流隨re加大而明顯減小。在需要改變輸出功率的場合，可以利用功放的調制特性，常用集電極調制。2023/2/4高頻電路基礎26例3對一個C類諧振功放進行測量時，由于發現輸出功率偏小，遂對它進行調整。調整中出現下列現象：減小負載電阻的阻值時，集電極電流迅速增加，輸出功率隨之增加；而加大負載電阻則情況相反。由于實際負載阻抗不可改變，所以要求調整電路其他參數以達到增加輸出功率目的。試分析出現上述現象的可能原因，并提出改進意見。解：根據C類功放的負載特性，可知原電路工作在過壓區。可能原因有：輸出未匹配（負載電阻偏大）、電源電壓偏低、基極偏置電壓偏正（NPN晶體管）。由于改變基極偏置電壓對于輸出功率的影響不大，所以有以下兩種調整方法：1、加大電源電壓；2、通過改變輸出阻抗匹配網絡，減小集電極等效負載電阻。2023/2/4高頻電路基礎27C類功率放大器的實際電路輸出級晶體管工作在額定輸出功率狀態匹配網絡在要求的頻率完成阻抗匹配功能

激勵級提供足夠的激勵功率另外還有電源供電網絡、退耦與屏蔽等輔助部分2023/2/4高頻電路基礎28晶體管高頻效應對于高頻功放的影響當信號頻率大于0.5fb左右以后，輸出功率下降、效率降低、功率增益下降、輸入與輸出阻抗變化原因：晶體管高頻效應的影響少數載流子渡越時間的影響飽和壓降的影響引線電感的影響2023/2/4高頻電路基礎29少數載流子渡越時間的影響渡越時間：少數載流子從基極擴散到集電極的時間信號頻率升高，渡越時間不可忽略，電流電壓波形不一致導通角加大，效率下降，輸出功率下降2023/2/4高頻電路基礎30飽和壓降的影響飽和壓降由結電壓和體電阻兩部分構成由于趨膚效應，高頻時集電極電流分布不均勻，造成體電阻增加集電極損耗加大，輸出功率下降2023/2/4高頻電路基礎31引線電感的影響在頻率足夠高時，引線電感的感抗不可忽略。此電感和結電容、分布電容共同構成晶體管輸入阻抗和輸出阻抗中的電抗分量發射極引線電感還構成串聯負反饋2023/2/4高頻電路基礎32C類高頻諧振功放的實際電路晶體管的選擇工作頻率、安全性直流饋電與偏置電路解決晶體管的直流供電問題選頻與阻抗匹配電路選頻解決晶體管與負載的阻抗匹配2023/2/4高頻電路基礎33諧振功放的直流饋電電路集電極饋電電路串聯饋電諧振回路接電源并聯饋電諧振回路接地2023/2/4高頻電路基礎34基極饋電電路串聯饋電并聯饋電2023/2/4高頻電路基礎35自生負偏壓能夠自動維持放大器工作點的穩定2023/2/4高頻電路基礎36實際高頻諧振放大器舉例f0

=150MHz,Po1=15W,Gp

=9dB2023/2/4高頻電路基礎3728MHz的晶體管C類功率放大器電路。選用的晶體管為2SC2510，輸出功率150W。2023/2/4高頻電路基礎38場效應管30MHz功率放大器2023/2/4高頻電路基礎39高頻諧振放大器的設計過程根據放大器要求的工作頻率、輸出功率以及總增益，選擇合適的電路結構（包括放大器級數）以及各級晶體管，給每級放大器制定合適的增益指標根據輸出功率要求、晶體管參數以及導通角要求等參數，確定電源電壓，為每級晶體管設計合適的饋電網絡根據負載阻抗、信號源阻抗以及各級晶體管的輸入輸出阻抗，確定各級阻抗匹配網絡的阻抗變換關系根據放大器要求的帶寬指標以及可能的帶外衰減指標，確定各級阻抗匹配網絡的Q值根據3、4兩點設計各級阻抗匹配網絡，設計時需注意元件的耐壓以及能夠承受的電流2023/2/4高頻電路基礎40C類放大器設計的例子要求設計一個高頻C類功放，工作頻率為27MHz，輸出功率為47dBm(50W)，輸入功率不大于26dBm(400mW)，輸入阻抗和負載阻抗均為50W

。設計過程：1、選擇電路結構與晶體管：總增益＝21dB，需要兩級晶體管放大末級晶體管：RD70HHF1，Gp=13dB，Po=70W激勵級晶體管：RD16HHF1，Gp=16dB，Po=16W阻抗匹配網絡的插入損耗：－8dB2023/2/4高頻電路基礎41輸出阻抗匹配網絡設計：RD70HHF1：Zo=0.77-j0.22W@Po=

70W，f0=27MHz系統要求的負載阻抗：ZL=50W電感：均采用直徑3mm的表面鍍銀銅管繞制電容：選用多個云母電容并聯，C1還并聯有6/50pF可調電容2023/2/4高頻電路基礎42激勵級與輸出級之間的阻抗匹配網絡設計：激勵級晶體管RD16HHF1：Zo=2.99-j3.66W@f0=27MHz輸出級晶體管的輸入阻抗：Zi=5.28-j20.08W

@f0=27MHz

電感：采用直徑1mm的漆包銅線繞制電容：C3兩個68pF云母電容并聯 C4采用33pF云母電容并聯5/20pF可調電容2023/2/4高頻電路基礎43輸入級阻抗匹配網絡設計：激勵級晶體管RD16HHF1：Zi=20.02-j89.42W

@f0=27MHz系統要求的輸入阻抗：Zi=50W電感：采用直徑1mm的漆包銅線繞制電容：選用8.2pF+3/10pF和22pF云母電容2023/2/4高頻電路基礎44實際電路（并聯的電容均畫成一個）電源電壓12.5~13V，并聯饋電，偏置調整到輸出功率達標輸出功率達到47dBm(50W)的要求，電源效率大約在60％左右2023/2/4高頻電路基礎45D類功率放大器工作原理：激勵信號采用方波（或準方波）晶體管工作在開關狀態利用諧振回路從輸出信號中取出正弦信號電路特點：由于晶體管工作在開關狀態，使得電源利用效率大大提高2023/2/4高頻電路基礎46電流開關型D類放大器在方波電壓激勵下，Q1Q2輪流導通，輸出電流交替反相激勵LC并聯諧振回路，在諧振回路的選頻作用下輸出正弦信號等效原理圖2023/2/4高頻電路基礎47考慮晶體管的飽和壓降，可以等效為晶體管具有等效內阻rQ，此時晶體管的損耗功率為

輸出功率為不考慮晶體管壓降的輸出功率晶體管壓降造成的輸出功率下降因子效率為直流輸入功率2023/2/4高頻電路基礎48設LC諧振回路兩端高頻電壓峰值為Vp，則諧振線圈中點的電壓峰值為其一半，在忽略晶體管壓降的條件下為Vp/2。因為諧振線圈中點的電壓平均值就是直流電壓VDD，所以，根據正弦信號峰值與平均值的關系，有所以有以下關系（其中RL是在諧振回路兩端的等效負載電阻）：電源電壓、負載電阻和輸出功率的關系2023/2/4高頻電路基礎49考慮晶體管的等效內阻rQ后，有此時有由此得到2023/2/4高頻電路基礎50電壓開關型D類放大器在方波電壓激勵下，Q1Q2輪流導通，等效于一個方波電壓源激勵LC串聯諧振回路，在諧振回路的選頻作用下輸出正弦信號等效原理圖2023/2/4高頻電路基礎51晶體管集電極輸出的電壓為方波，在不考慮晶體管壓降條件下，方波的振幅為VDD/2。此方波中的基頻分量就是經過LC回路選頻的輸出信號。對集電極輸出的電壓進行傅立葉展開，輸出電壓振幅為負載上得到的基頻分量輸出功率為2023/2/4高頻電路基礎52考慮晶體管的飽和壓降等效為晶體管具有等效內阻rQ，此時輸出電壓方波峰值為

基頻分量輸出功率為基頻分量峰值為不考慮晶體管壓降的輸出功率晶體管壓降造成的輸出功率下降因子2023/2/4高頻電路基礎53D類放大器的特點輸出信號幅度與輸入信號幅度沒有線性關系，不能放大幅度有變化的調幅信號在理想情況下，晶體管在開關狀態下不消耗直流功率，LC回路也不消耗功率，所以D類放大器的理論電源效率為100%。實際D類放大器的電源效率大致為70%~90%造成效率下降的原因：一、晶體管的損耗；二、變壓器或阻抗匹配網絡的插入損耗2023/2/4高頻電路基礎54D類放大器中的損耗晶體管極間電容影響晶體管導通-截止轉換過程，工作頻率越高損耗越大。電壓開關型比電流開關型略優。阻抗匹配網絡的損耗，受磁芯材料的限制，工作頻率不能太高；受體積的限制，工作頻率不能太低2023/2/4高頻電路基礎55實際D類放大器設計舉例設計一個D類功率放大器電路，要求如下：工作頻率f0=1MHz，在20W負載上的輸出功率為100W1、負載上的電壓與電流計算2、若采用電壓開關型D類放大器，并假設晶體管的內阻為0.4W，則電源電壓為2023/2/4高頻電路基礎56考慮阻抗匹配網絡的損耗，可選VDD=110V。3、計算電流4、選擇晶體管：漏-源耐壓不小于150V，最大漏極電流不小于2A，實際用IRF710，參數為漏-源耐壓400V，最大漏極電流2A，內阻0.36W，輸入電容170pF，輸出電容34pF

5、設計輸出阻抗匹配網絡：采用低通T形網絡，對稱結構，L1=L2=7.96mH，C=6.12nF

2023/2/4高頻電路基礎57實際電路：2023/2/4高頻電路基礎58傳輸線變壓器與功率合成一種在日常生活中可能見到的傳輸線變壓器2023/2/4高頻電路基礎59傳輸線的特點分布式電容電感特性阻抗：L：單位長度的電感，C：單位長度的電容若終端阻抗匹配，則傳輸線將全部功率傳輸到終端，與頻率無關，所以理想傳輸線帶寬無限實際傳輸線有損耗，但在滿足傳輸線長度小于波長的八分之一時，可以近似認為與頻率無關2023/2/4高頻電路基礎60變壓器的特點緊耦合，能量幾乎全部傳遞阻抗變換方便由于初級自感有限，下限傳輸頻率受限制由于分布電容的影響，上限傳輸頻率受限制綜合頻率特性：只能在某個特定頻段上傳遞能量2023/2/4高頻電路基礎61傳輸線變壓器兩根很短的導線并行繞在同一個磁芯上，既是傳輸線（短傳輸線），又是變壓器（緊耦合）帶寬極大增加由于兩根短傳輸線中電流幅度相等、方向相反，所以總磁通量為零，磁芯不易飽和體積小、傳輸功率大2023/2/4高頻電路基礎62因為12、34是兩根短傳輸線，所以兩端電壓相等，即v13=v24。因為12、34構成緊耦合變壓器，所以兩繞組的端電壓相等，即v12=v34。因為12、34是兩根短傳輸線，所以流過的電流大小相等，振幅不變，方向相反。即i1=i2=i3=i4。傳輸線變壓器的特點與分析要點2023/2/4高頻電路基礎63阻抗變換作用2023/2/4高頻電路基礎64反相變換平衡-非平衡變換2023/2/4高頻電路基礎65阻抗匹配條件0-l2023/2/4高頻電路基礎66由上頁公式消去v13，v24和i1等，得到：為了討論傳輸線的阻抗匹配，求輸出功率的極值。令得到匹配條件：2023/2/4高頻電路基礎67傳輸線變壓器的插入損耗0-l由這些條件可以得到輸出功率的表達式2023/2/4高頻電路基礎68信號源的額定輸出功率（包含源與負載的阻抗匹配條件）：據此可得傳輸線變壓器的插入損耗：傳輸線變壓器的輸出功率：2023/2/4高頻電路基礎69傳輸線變壓器的插入損耗1、與傳輸線的特性阻抗有關，匹配值為2、與傳輸線的長度有關，一般要求小于2023/2/4高頻電路基礎70功率合成技術放大器魔T2023/2/4高頻電路基礎71傳輸線變壓器的功率混合（分配）電路——魔T電路阻抗關系:4:1傳輸線變壓器電流關系:2023/2/4高頻電路基礎72反相功率合成vA與vB輸出功率相等，合成的功率信號對地浮空負載電流負載得到的功率為兩個信號源額定輸出功率之和2023/2/4高頻電路基礎73ABC同相功率合成vA與vB輸出功率相等，，注意iB的方向與反相合成時的相反負載得到的功率為兩個信號源額定輸出功率之和1234信號源額定輸出功率為與2023/2/4高頻電路基礎74魔T的隔離作用2023/2/4高頻電路基礎75考慮到有每個信號源的負載與另一個源無關，其值均為或2023/2/4高頻電路基礎76魔T的功率分配作用將功率合成電路倒過來使