第4章直流脈寬調(diào)速系統(tǒng)

4.1脈寬調(diào)制變換器4.2脈寬調(diào)制系統(tǒng)的開(kāi)環(huán)機(jī)械特性4.3PWM變換器的控制電路4.4PWM調(diào)速系統(tǒng)的電流脈動(dòng)和轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)分析習(xí)題與思考題4.1脈寬調(diào)制變換器對(duì)于晶閘管-電動(dòng)機(jī)調(diào)速系統(tǒng)，由于晶閘管的開(kāi)關(guān)頻率低，因而輸出電流存在諧波分量，轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)大，限制了調(diào)速范圍；深度調(diào)速時(shí)，功率因數(shù)低，調(diào)速范圍窄。在輕載條件下，串聯(lián)在電樞回路中的平波電抗器已經(jīng)難以維系電流的連續(xù)，容易出現(xiàn)電流斷續(xù)，此時(shí)直流電機(jī)的機(jī)械特性變軟，即隨著負(fù)載轉(zhuǎn)矩的降低，轉(zhuǎn)速增加很快，容易造成實(shí)際電機(jī)的理想空載轉(zhuǎn)速比平滑直流電源供電時(shí)的理想空載轉(zhuǎn)速高。要克服上述困難，需要增加平波電抗器的電感，但電感增大的同時(shí)，又限制了系統(tǒng)的快速性。由于晶閘管的單向?qū)щ娦裕绷麟姍C(jī)的電流只能是單方向的，無(wú)法獲得反向電磁轉(zhuǎn)矩。為了獲得反向電磁轉(zhuǎn)矩，就必須采用兩組反并聯(lián)運(yùn)行的相控變流器來(lái)完成電機(jī)的四象限運(yùn)行。目前在大中功率系統(tǒng)中，晶閘管-電動(dòng)機(jī)調(diào)速系統(tǒng)還在應(yīng)用。在中小應(yīng)用范圍內(nèi)，隨著全控器件的工業(yè)化應(yīng)用，其已經(jīng)完全取代了晶閘管。自關(guān)斷器件（MOSFET、IBGB、GTR、GTO）的開(kāi)關(guān)頻率大大提高，和相控變換器相比，PWM變換器直流調(diào)速系統(tǒng)有較高的動(dòng)態(tài)性能和較寬的調(diào)速范圍，其綜合性能明顯優(yōu)于相控方式，且主電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，需要的功率器件減少；電樞電流容易連續(xù)，諧波減少，電機(jī)的損耗和發(fā)熱都大大減少；低速性能得到改善，穩(wěn)速精度提高，因而調(diào)速范圍增大；系統(tǒng)的頻帶寬，快速性能好，動(dòng)態(tài)抗干擾能力增強(qiáng)；主電路元件工作在開(kāi)關(guān)狀態(tài)，導(dǎo)通損耗小；直流電源采用三相可控整流，電網(wǎng)的功率因數(shù)提高。為了便于設(shè)計(jì)和計(jì)算開(kāi)關(guān)損耗，PWM變換器通常采用恒頻率變脈寬的控制方式實(shí)現(xiàn)直流電機(jī)的調(diào)壓調(diào)速。PWM變換器可以方便地實(shí)現(xiàn)直流電機(jī)的平滑調(diào)速以及正反轉(zhuǎn)運(yùn)行，因而可以方便地實(shí)現(xiàn)直流電機(jī)的四象限運(yùn)行。由于PWM變換器的開(kāi)關(guān)特性，使得電機(jī)的電樞電壓和電流都是脈動(dòng)的，其轉(zhuǎn)速和轉(zhuǎn)矩必然也是脈動(dòng)的。PWM供電下的直流電機(jī)的機(jī)械特性與相控方式下的特性類(lèi)似，都會(huì)出現(xiàn)電流斷續(xù)區(qū)間，造成機(jī)械特性變軟和空載轉(zhuǎn)速提高，在實(shí)際的應(yīng)用中應(yīng)盡量避免變換器運(yùn)行在電流斷續(xù)區(qū)間。自關(guān)斷器件具有雙向?qū)щ娞匦裕虼酥挥靡唤M變換器就可以實(shí)現(xiàn)電機(jī)的多象限運(yùn)行，提高了變換效率。PWM變換器有不可逆和可逆兩類(lèi)，可逆變換器按控制方式又可以分為雙極性、單極性和受限單極性等幾種。4.1.1不可逆調(diào)速系統(tǒng)圖4-1是簡(jiǎn)單的不可逆PWM調(diào)速系統(tǒng)的主電路原理圖，采用了全控式的電力晶體管，以代替必須進(jìn)行強(qiáng)迫關(guān)斷的晶閘管，開(kāi)關(guān)頻率可達(dá)20kHz甚至更高，比晶閘管提高了一個(gè)數(shù)量級(jí)。電源電壓Us一般由不可控整流電源提供，采用大電容C濾波，二極管VD在晶體管VT關(guān)斷時(shí)為電樞回路提供釋放電感儲(chǔ)能的續(xù)流回路，下面分析其運(yùn)行特點(diǎn)。圖4-1不可逆PWM調(diào)速系統(tǒng)主電路原理圖在0≤t<ton期間，對(duì)應(yīng)于開(kāi)關(guān)管VT導(dǎo)通，電樞電壓方程為在ton≤t<T期間，對(duì)應(yīng)于開(kāi)關(guān)管VT關(guān)斷，電流通過(guò)反并聯(lián)二極管VD續(xù)流，電樞電壓方程為圖4-1所示的不可逆電路中電流id不能反向流動(dòng)，即VT關(guān)斷時(shí)不能產(chǎn)生電磁制動(dòng)，系統(tǒng)只能運(yùn)行在第Ⅰ象限。這種不可逆PWM調(diào)速系統(tǒng)的特點(diǎn)是電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，運(yùn)行可靠。（4-1）（4-2）4.1.2電流反向的不可逆PWM調(diào)速系統(tǒng)具有電流反向作用的不可逆PWM調(diào)速系統(tǒng)如圖4-2(a)和(b)所示。兩個(gè)晶體管VT1和VT2互補(bǔ)導(dǎo)通，該變換拓?fù)淇梢栽诘冖窈偷冖蛳笙捱\(yùn)行，可以運(yùn)行在電流連續(xù)的電動(dòng)狀態(tài)（第Ⅰ象限）、能耗制動(dòng)（第Ⅱ象限）狀態(tài)下。這兩種電流反向的不可逆調(diào)速系統(tǒng)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)類(lèi)似，在運(yùn)行中電流可以反向，產(chǎn)生制動(dòng)電磁轉(zhuǎn)矩，但是電壓不能反向，即不能運(yùn)行在第Ⅲ和第Ⅳ象限。其優(yōu)點(diǎn)是所用的開(kāi)關(guān)器件較少，可應(yīng)用于中小功率場(chǎng)合。下面以圖4-2(a)所示的電路為例，分析該電路的兩象限運(yùn)行。圖4-2電流反向的不可逆PWM調(diào)速系統(tǒng)

1.第Ⅰ象限運(yùn)行在第Ⅰ象限，電流反向的不可逆PWM調(diào)速系統(tǒng)運(yùn)行在電流連續(xù)的電動(dòng)狀態(tài)下。在0≤t<ton期間（對(duì)應(yīng)VT1導(dǎo)通，VT2關(guān)斷），電源電壓Us加到電樞的兩端，電流id沿著圖4-3(a)中粗實(shí)線所示的回路流通并從其初始值id1上升到id2。圖4-3第Ⅰ象限運(yùn)行等效電路在ton≤t<T期間（對(duì)應(yīng)VT1關(guān)斷，VT2導(dǎo)通），電路id沿著圖4-3(b)中粗實(shí)線所示的回路經(jīng)過(guò)二極管VD2續(xù)流，電流從id2下降到id1。VT1和VD2輪流導(dǎo)通，電樞電流和電壓波形如圖4-3(a)所示。在輕載電動(dòng)運(yùn)行狀態(tài)下，負(fù)載電流id很小，在VT1關(guān)斷后，id通過(guò)VD2很快續(xù)流到零。在電流斷續(xù)區(qū)間，電樞兩端的電壓等于反電勢(shì)，斷續(xù)時(shí)的電樞電壓和電樞電流如圖4-4(b)所示。

2.第Ⅱ象限運(yùn)行電機(jī)在第Ⅱ象限運(yùn)行于發(fā)電制動(dòng)狀態(tài)，此時(shí)轉(zhuǎn)速方向保持正向不變，而電樞電流反向，轉(zhuǎn)子存儲(chǔ)的磁能和機(jī)械能通過(guò)變流器回饋到直流電源。當(dāng)電機(jī)運(yùn)行在正向電動(dòng)狀態(tài)時(shí)（此時(shí)對(duì)應(yīng)VT1導(dǎo)通），一旦發(fā)出制動(dòng)信號(hào)，VT1關(guān)斷，電樞電流通過(guò)VD2流向直流電源并迅速降到零。為了使電流反向，VT2導(dǎo)通,如圖4-5(b)所示，在反電勢(shì)的作用下，電流將通過(guò)VT2使電樞短路，直流電機(jī)進(jìn)入能耗制動(dòng)狀態(tài)。當(dāng)電流達(dá)到上限值時(shí)，VT2關(guān)斷，在電樞電感的作用下，電流通過(guò)VD1回饋至直流電源,如圖4-5(a)所示。當(dāng)電流下降至下限值時(shí)，VT2重新導(dǎo)通，為下一次回饋?zhàn)鳒?zhǔn)備。上述過(guò)程能保證反電勢(shì)低于直流電源電壓時(shí)，仍能把電機(jī)的儲(chǔ)能回饋到直流電源。電樞電壓和電流波形如圖4-6所示，從圖中可以看到，電樞兩端的平均電壓為正，電流為負(fù)，表明功率由電機(jī)流向電源，即電機(jī)運(yùn)行在正向發(fā)電制動(dòng)狀態(tài)。需要強(qiáng)調(diào)的是，如果采用二極管整流，當(dāng)電流反向時(shí)，不能回饋到電網(wǎng)，只能向?yàn)V波電容C充電，從而造成電容瞬間高壓，稱(chēng)為泵升電壓。如果回饋能量過(guò)大，泵升電壓很高，則會(huì)對(duì)電力電子器件造成損害。在電動(dòng)狀態(tài)下的輸出電壓為式中：定義為占空比，且0<ρ<1。（4-3）圖4-4運(yùn)行于第Ⅰ象限時(shí)的電樞電壓和電樞電流波形(a)續(xù)流時(shí)；(b)斷續(xù)時(shí)圖4-5第Ⅱ象限運(yùn)行等效電路圖4-6運(yùn)行于第Ⅱ象限時(shí)的電樞電壓和電樞電流波形圖4-7是可以四象限運(yùn)行的PWM變換器。由于電樞電壓的極性和電樞電流方向都可以通過(guò)開(kāi)關(guān)來(lái)改變，因此該變換器可以方便地實(shí)現(xiàn)直流電機(jī)的正、反轉(zhuǎn)，以及啟、制動(dòng)等四象限運(yùn)行。上述四象限可逆PWM變換器的控制可以采用單極性控制和雙極性控制兩種方式，分別敘述如下。圖4-7四象限運(yùn)行的PWM變換器

1.單極性控制方式在單極式變換器中，左邊橋臂兩個(gè)三極管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)具有正負(fù)交替的脈沖波形，使VT1和VT2交替導(dǎo)通。右邊兩個(gè)三極管VT3和VT4的驅(qū)動(dòng)信號(hào)是根據(jù)電機(jī)的轉(zhuǎn)向而施加的不同直流控制信號(hào)，其導(dǎo)通規(guī)律如下：電機(jī)正轉(zhuǎn)時(shí)，VT3截止而VT4常通。電機(jī)反轉(zhuǎn)時(shí)，VT3常通而VT4截止。在單極性控制方式下，當(dāng)電動(dòng)機(jī)朝一個(gè)方向旋轉(zhuǎn)時(shí)，變換器在某一時(shí)刻輸出單極性波形，因此稱(chēng)其為單極性控制。1)第Ⅰ象限運(yùn)行第Ⅰ象限電機(jī)運(yùn)行于電動(dòng)狀態(tài),此時(shí)電樞電流和反電勢(shì)的方向均為正方向，VT1和VT4同時(shí)導(dǎo)通，VT2和VT3截止，電樞電流回路如圖4-8(a)所示。一旦希望電樞電流為零，可以關(guān)斷VT1（或者VT4），同時(shí)保持VT2和VT3截止。在電樞電感的作用下，電流將通過(guò)二極管VD2和VT4續(xù)流，如圖4-8(b)中實(shí)線所示，VD3和VT1續(xù)流如虛線所示。通常情況下，VD2、VT4和VD3、VT1交替續(xù)流，電樞電壓和電流波形如圖4-9(a)所示。在輕載條件下，電樞電流出現(xiàn)斷續(xù)，電樞兩端的電壓、電流如圖4-9(b)所示。圖4-8可逆調(diào)速第Ⅰ象限運(yùn)行等效電路圖4-9第Ⅰ象限運(yùn)行時(shí)電樞電壓、電流波形(a）電流連續(xù)；(b）電流斷續(xù)2)第Ⅱ象限運(yùn)行電機(jī)在第Ⅱ象限運(yùn)行于發(fā)電制動(dòng)狀態(tài)，此時(shí)轉(zhuǎn)速方向保持正向不變，而電樞電流反向，轉(zhuǎn)子存儲(chǔ)的動(dòng)能通過(guò)變流器回饋到直流電源。當(dāng)電機(jī)運(yùn)行在正向電動(dòng)狀態(tài)時(shí)（此時(shí)對(duì)應(yīng)VT1、VT4導(dǎo)通），一旦發(fā)出制動(dòng)信號(hào)，VT1、VT4關(guān)斷，首先VD2和VD3續(xù)流，電流流向直流電源并迅速降到零。為了使電流反向，可以控制VT2導(dǎo)通（或者VT3導(dǎo)通），如圖4-10(b)所示。在反電勢(shì)的作用下，電流將通過(guò)VT2和VD4構(gòu)成回路，使電樞短路，直流電機(jī)進(jìn)入能耗制動(dòng)狀態(tài)。當(dāng)電流達(dá)到上限值時(shí)，VT2關(guān)斷（或者VT3關(guān)斷），在電樞電感的作用下，電流通過(guò)VD4和VD1回饋至直流電源，如圖4-10(a)所示。當(dāng)電流下降至下限值時(shí)，VT2重新導(dǎo)通（或者VT3導(dǎo)通），為下一次回饋?zhàn)鳒?zhǔn)備。上述過(guò)程能保證反電勢(shì)低于直流電源電壓時(shí)，仍能把電機(jī)的儲(chǔ)能回饋到直流電源。在電樞短路時(shí)有兩種控制方式，如圖4-10(b)中的粗實(shí)線和粗虛線所示，在實(shí)際電路中兩種控制方式輪流導(dǎo)通，使開(kāi)關(guān)器件交替工作，來(lái)保證熱平衡。第Ⅱ象限運(yùn)行時(shí)的電樞電壓、電流波形如圖4-11所示。從圖中可以看到，電樞兩端的平均電壓為正，而電流為負(fù)，表明功率由電機(jī)流向電源，即電機(jī)運(yùn)行在正向發(fā)電制動(dòng)狀態(tài)。圖4-10可逆調(diào)速第Ⅱ象限運(yùn)行等效電路圖4-11第Ⅱ象限運(yùn)行時(shí)電樞電壓、電流波形3)第Ⅲ象限運(yùn)行電機(jī)在第Ⅲ象限運(yùn)行于反向電動(dòng)狀態(tài)，與正向電動(dòng)狀態(tài)類(lèi)似。此時(shí)電流及反電勢(shì)均反向，對(duì)應(yīng)的電樞電流回路如圖4-12(a)和(b)所示。圖4-12(a)中，VT3和VT2同時(shí)導(dǎo)通，電流增加。如果希望電樞電壓為零，可以關(guān)斷VT2（或者VT3），電樞回路的電流將減少，電流通過(guò)VT3和VD1（或者VT2和VD4)續(xù)流，如圖4-12(b)所示，電樞回路處于短路狀態(tài)。圖4-12可逆調(diào)速第Ⅲ象限運(yùn)行等效電路電樞電壓和電樞電流波形如圖4-13(a)所示，電樞電壓和電樞電流均反向，其乘積即功率為正，表明能量由電源流向電機(jī)。在輕載條件下，會(huì)出現(xiàn)電流斷續(xù)狀態(tài)，此時(shí)電樞兩端的電壓和電流波形如圖4-13(b)所示，與正向電動(dòng)狀態(tài)類(lèi)似。在實(shí)際電路中，應(yīng)該避免電路運(yùn)行在電流斷續(xù)狀態(tài)下。圖4-13第Ⅲ象限運(yùn)行時(shí)電樞電壓、電流波形(a）電流連續(xù);(b）電流斷續(xù)4)第Ⅳ象限運(yùn)行電機(jī)在第Ⅳ象限運(yùn)行于反向發(fā)電制動(dòng)狀態(tài)，此時(shí)轉(zhuǎn)速方向保持不變，而電樞電流反向，轉(zhuǎn)子存儲(chǔ)的動(dòng)能通過(guò)變流器回饋到直流電源。當(dāng)電機(jī)運(yùn)行在反向電動(dòng)狀態(tài)時(shí)（此時(shí)對(duì)應(yīng)VT2、VT3導(dǎo)通），一旦發(fā)出制動(dòng)信號(hào)，VT2、VT3關(guān)斷，首先VD2和VD3續(xù)流，電流流向直流電源并迅速降到零。為了使電流反向，控制VT1導(dǎo)通（或者VT3導(dǎo)通）如圖4-14(b)所示。在反電勢(shì)的作用下，電流通過(guò)VT1和VD3構(gòu)成回路，使電樞短路，當(dāng)電流達(dá)到上限值時(shí)，控制VT1關(guān)斷（或者VT3關(guān)斷），在電樞電感的作用下，電流通過(guò)VD2和VD3回饋至電源，如圖4-14(a)所示。當(dāng)電流下降至下限值時(shí)，控制VT1重新導(dǎo)通（或者VT4導(dǎo)通），為下一次回饋?zhàn)鳒?zhǔn)備。電樞電壓和電流波形如圖4-15所示，電流為正，電壓反向，能量回饋到電源。圖4-14可逆調(diào)速第Ⅳ象限運(yùn)行等效電路圖4-15第Ⅳ象限運(yùn)行時(shí)電樞電壓、電流波形單極性控制方式下，變換器的輸出電壓為其中，定義為占空比，且0<ρ<1。（4-4）

2.雙極性控制方式雙極性變換器的電路如圖4-7所示。與單極性控制方式不同的是，VT1和VT4同時(shí)通斷；VT2和VT3同時(shí)通斷，其第Ⅱ和第Ⅳ象限運(yùn)行與單極性控制方式相同。下面僅給出第Ⅰ和第Ⅲ象限運(yùn)行模式分析。1)第Ⅰ象限運(yùn)行在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)，0≤t<ton時(shí)，晶體管VT1和VT4飽和導(dǎo)通，VT2和VT3截止。+Us加在電樞AB兩端，即UAB=Us，電樞電流id沿VT1→直流電機(jī)→VT4回路流通，如圖4-16(a)所示。當(dāng)ton≤t<T時(shí)，VT1和VT4截止，VT2和VT3導(dǎo)通，電流通過(guò)VD2和VD3續(xù)流，在電感釋放儲(chǔ)能作用下，id沿VD2→電機(jī)→VD3續(xù)流，如圖4-16(b)所示，在VD2、VD3上的壓降使VT2和VT3承受反壓而沒(méi)有電流流過(guò)，這時(shí)UAB=－Us。圖4-16第Ⅰ象限運(yùn)行等效電路

UAB在一個(gè)周期內(nèi)正負(fù)相間，這是雙極性PWM控制的特征，波形如圖4-17所示。在輕載條件下，VD2和VD3續(xù)流完畢，由于VT2和VT3處于導(dǎo)通狀態(tài)，電流會(huì)反向流動(dòng)，如圖4-17(b)所示。因此，在雙極性控制模式下，不論輕載或重載，都不會(huì)出現(xiàn)電流斷續(xù)現(xiàn)象。圖4-17第Ⅰ象限運(yùn)行電樞電壓和電流波形2)第Ⅲ象限運(yùn)行在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)，0≤t<ton時(shí)，晶體管VT2和VT3飽和導(dǎo)通，VT1和VT4截止,+Us加在電樞BA兩端，即UAB=－Us，電樞電流id沿VT3→直流電機(jī)→VT2回路流通，如圖4-19(a)所示。當(dāng)ton≤t<T時(shí)，VT2和VT3截止，VT1和VT4導(dǎo)通，電流通過(guò)VD1和VD4續(xù)流，在電樞電感釋放儲(chǔ)能作用下，id沿VD4→電機(jī)→VD1回路續(xù)流，如圖4-18(b)所示，在VD1、VD4上的壓降使VT2和VT4承受著反壓而沒(méi)有電流流過(guò)，這時(shí)UAB=Us。

UAB在一個(gè)周期內(nèi)正負(fù)相間，其電樞電壓和電流波形如圖4-19(a)所示。電樞電流連續(xù)條件下，導(dǎo)通順序?yàn)椋╒T2，VT3）、（VD1，VD4）。同理，在輕載條件下，VD1和VD4續(xù)流完畢，由于VT1和VT4處于導(dǎo)通狀態(tài)，電流會(huì)反向流動(dòng)，其電樞電流和電壓波形如圖4-19(b)所示。斷續(xù)條件下的導(dǎo)通順序?yàn)椋╒T2，VT3）、（VD1，VD4）、（VT1，VT4）、（VD2，VD3）。圖4-18第Ⅲ象限運(yùn)行等效電路圖4-19第Ⅲ象限運(yùn)行電樞電壓和電流波形雙極性變換器的電樞電壓平均值為當(dāng)0<ρ<0.5時(shí)，平均電壓為負(fù)值，電機(jī)運(yùn)行于第Ⅲ象限，此時(shí)電磁轉(zhuǎn)矩Te<0，轉(zhuǎn)速n<0，反向電動(dòng)運(yùn)行；當(dāng)0.5<ρ<1時(shí)，平均電壓為正值，電機(jī)運(yùn)行于第Ⅰ象限，此時(shí)電磁轉(zhuǎn)矩Te>0，轉(zhuǎn)速n>0，正向電動(dòng)運(yùn)行；當(dāng)ρ=0.5時(shí)，電機(jī)停止，此時(shí)電機(jī)兩端的瞬時(shí)電壓和瞬時(shí)電流不為0，電流的平均值為零，不產(chǎn)生電磁轉(zhuǎn)矩，電機(jī)產(chǎn)生微小振動(dòng)。（4-5）和單極性控制方式不同，雙極性PWM變換器的特點(diǎn)是電樞電流一定連續(xù),可使電動(dòng)機(jī)在四象限中運(yùn)行；電機(jī)停止時(shí)有微振電流，能消除靜摩擦死區(qū)；低速時(shí)每個(gè)晶體管的驅(qū)動(dòng)脈沖仍較寬，有利于保證晶體管可靠導(dǎo)通；低速平穩(wěn)性好，調(diào)速范圍可達(dá)20000左右。其不足之處是在工作過(guò)程中，4個(gè)電力晶體管都處于開(kāi)關(guān)狀態(tài)，開(kāi)關(guān)損耗大，而且容易發(fā)生上、下兩管直通的事故，降低了裝置的可靠性。4.2脈寬調(diào)制系統(tǒng)的開(kāi)環(huán)機(jī)械特性PWM調(diào)速系統(tǒng)中電機(jī)所承受的電壓仍為脈沖電壓，盡管有高頻電感的濾波作用，但電樞電流和轉(zhuǎn)速還是脈動(dòng)的。因此PWM調(diào)速系統(tǒng)中所謂的穩(wěn)態(tài)，只是指電機(jī)的平均電磁轉(zhuǎn)矩和負(fù)載轉(zhuǎn)矩的平衡，而電樞電流實(shí)際上是周期變化的，只能算作“準(zhǔn)穩(wěn)態(tài)”，其機(jī)械特性是指平均轉(zhuǎn)速和平均轉(zhuǎn)矩（電流）的關(guān)系。對(duì)單極性控制方式，在0≤t<ton期間，電源電壓加在電樞兩端，電壓方程為（4-6）在ton≤t<T期間，電樞兩端電壓為零，電壓方程為一個(gè)周期內(nèi)電樞的平均電壓為Ud=ρUs，平均電流用Id表示，則平均電磁轉(zhuǎn)矩為在一個(gè)周期中，平均電壓為（4-7）（4-8）（4-9）變換器供電條件下，機(jī)械特性方程為由于平均電磁轉(zhuǎn)矩為T(mén)eav=CmId，因而機(jī)械特性用平均電磁轉(zhuǎn)矩表示為其中,

為理想空載轉(zhuǎn)速。PWM調(diào)速系統(tǒng)的機(jī)械特性如圖4-20(a)所示。（4-10）（4-11）圖4-20PWM調(diào)速系統(tǒng)的機(jī)械特性(a)變換器供電時(shí)的機(jī)械特性；(b)輕載時(shí)的機(jī)械特性需要說(shuō)明的是，采用單極性控制方式，在輕載條件下，會(huì)出現(xiàn)電流斷續(xù)的現(xiàn)象，式(4-11)所述的機(jī)械特性方程不再成立，其機(jī)械特性如圖4-20(b)所示。實(shí)際的機(jī)械特性變得很復(fù)雜，在此不再展開(kāi)敘述。對(duì)雙極性PWM可逆電路，電壓方程如下在0≤t<ton期間在ton≤t<T期間平均輸出電壓為Ud=(2ρ－1)Us，則平均電壓方程為（4-12）（4-13）（4-14）機(jī)械特性表示為或者用平均電磁轉(zhuǎn)矩表示為其中,空載轉(zhuǎn)速為。其機(jī)械特性與單極性控制方式下調(diào)速系統(tǒng)的機(jī)械特性類(lèi)似，可以參照?qǐng)D4-20。（4-15）（4-16）4.3PWM變換器的控制電路由PWM變換器組成的轉(zhuǎn)速電流雙閉環(huán)系統(tǒng)如圖4-21所示。與相控方式不同的是，該系統(tǒng)中增加了脈寬調(diào)制器UPW、調(diào)制波發(fā)生器GM、邏輯延遲環(huán)節(jié)DLD、門(mén)極驅(qū)動(dòng)電路等。脈寬調(diào)制器是一個(gè)電壓/脈沖變換裝置，由電流調(diào)節(jié)器ACR輸出的控制電壓Uc進(jìn)行控制，為PWM裝置提供所需的脈沖信號(hào)。圖4-21轉(zhuǎn)速電流雙閉環(huán)的PWM調(diào)速系統(tǒng)原理圖常用的脈寬調(diào)制器有以下幾種：（1）用鋸齒波作調(diào)制信號(hào)的脈寬調(diào)制器；（2）用三角波作調(diào)制信號(hào)的脈寬調(diào)制器；（3）用多諧振蕩器和單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器組成的脈寬調(diào)制器；（4）數(shù)字式脈寬調(diào)制器。常用的脈寬調(diào)制器是一個(gè)由運(yùn)算放大器和幾個(gè)輸入信號(hào)組成的電壓比較器，如圖4-22所示。圖4-22鋸齒波脈寬調(diào)制器（UPW）當(dāng)輸入電壓極性改變時(shí)，輸出電壓就在正、負(fù)飽和值之間變化，把連續(xù)電壓變成脈沖電壓。加在反相輸入端上的鋸齒波調(diào)制信號(hào)Usa，其頻率是主電路所需的開(kāi)關(guān)調(diào)制頻率。控制電壓Uc，其極性與大小隨時(shí)可變，與Usa相減從而在運(yùn)算放大器的輸出端得到周期不變、脈沖寬度可變的調(diào)制輸出電壓Upw。不同控制方式的PWM變換器對(duì)調(diào)制脈沖電壓Upw的要求不一樣。雙極式可逆變換器要求輸出平均電壓Ud=0時(shí)，Upw的正負(fù)脈沖寬度相等，希望控制電壓Uc也恰好是零。負(fù)偏移電壓為Ub，其值為（4-17）這時(shí)Upw的波形示于圖4-23(a)。當(dāng)Uc>0時(shí)，+Uc的作用和－Ub相減（即與Usa相加），則在運(yùn)算放大器輸入端三個(gè)信號(hào)合成電壓為正的寬度增大，經(jīng)運(yùn)算放大器倒相后，輸出脈沖電壓Upw的正半波變窄。當(dāng)Uc<0時(shí)，－Uc與－Ub的作用相加，則情況相反，輸出Upw的正半波增寬。當(dāng)控制電壓Uc改變時(shí)，PWM變換器的輸出電壓要等到下一個(gè)周期才能改變，因此PWM變換器可以看做是一個(gè)延遲環(huán)節(jié)，它的延遲最大不超過(guò)一個(gè)周期。簡(jiǎn)化后PWM變換器的輸入輸出關(guān)系為（4-18）圖4-23鋸齒波脈寬調(diào)制器的輸入輸出波形(a)Uc=0;(b)Uc>0;(c)Uc<04.3.1門(mén)極驅(qū)動(dòng)器在PWM變換器中，跨接在電源兩端的上、下兩個(gè)晶體管經(jīng)常交替工作。由于晶體管的關(guān)斷過(guò)程中有一段存儲(chǔ)時(shí)間ts和電流下降時(shí)間tf，在這段時(shí)間內(nèi)晶體管并未完全關(guān)斷，如果在此期間另一個(gè)晶體管已經(jīng)導(dǎo)通，則將造成上、下兩管直通，從而使電源正、負(fù)極短路。為了避免發(fā)生這種情況，可設(shè)置邏輯延遲環(huán)節(jié)，保證在對(duì)一個(gè)管子發(fā)出關(guān)閉脈沖后，延遲tdelay后再發(fā)出對(duì)另一個(gè)管子的開(kāi)通脈沖。經(jīng)過(guò)延遲后的驅(qū)動(dòng)波形如圖4-24所示。圖4-24延遲后的驅(qū)動(dòng)波形脈寬調(diào)制器輸出的脈沖信號(hào)經(jīng)過(guò)信號(hào)分配和邏輯延遲后，送給門(mén)極驅(qū)動(dòng)器，經(jīng)過(guò)濾放大，以驅(qū)動(dòng)主電路的開(kāi)關(guān)器件。每個(gè)開(kāi)關(guān)器件應(yīng)有獨(dú)立的門(mén)極驅(qū)動(dòng)器。驅(qū)動(dòng)電路是連接控制信號(hào)（弱電）和功率信號(hào)（強(qiáng)電）的重要環(huán)節(jié)，對(duì)整個(gè)裝置的性能影響很大。驅(qū)動(dòng)電路還要提供主電路和控制電路之間的電氣隔離，其目的是強(qiáng)電不能影響弱電信號(hào)，保證系統(tǒng)正常工作。常用的隔離方法有磁隔離（變壓器）和光電隔離（光耦合器）。另外，電力電子器件或者電力電子裝置中的一些保護(hù)性措施（比如過(guò)流、過(guò)壓、欠壓保護(hù)）應(yīng)包含在驅(qū)動(dòng)電路中，或者利用驅(qū)動(dòng)電路來(lái)實(shí)現(xiàn)，這使得驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)特別重要。4.3.2緩沖與吸收電路為了保證開(kāi)關(guān)器件的安全工作，通常設(shè)置緩沖電路。緩沖電路又稱(chēng)為吸收電路，其作用是抑制開(kāi)關(guān)器件過(guò)高的du/dt、di/dt，減少開(kāi)關(guān)器件的損耗。緩沖電路可以分為關(guān)斷緩沖和開(kāi)通緩沖電路。關(guān)斷緩沖又叫做du/dt抑制電路，開(kāi)通緩沖又叫做di/dt抑制電路。圖4-25給出了一種緩沖電路，緩沖電路由電感Ls、電容Cs、吸收電阻Rs、二極管VDs組成。其中電感Ls用于在開(kāi)關(guān)器件開(kāi)通時(shí)限制負(fù)載電流IL的上升率。電容Cs、電阻Rs、二極管VDs形成關(guān)斷緩沖，在關(guān)斷時(shí)限制電壓Uce的上升率，使開(kāi)關(guān)器件工作在安全范圍內(nèi)。圖4-25緩沖電路當(dāng)VT關(guān)斷時(shí)，集電極電流Ic下降，電流Is給緩沖電容Cs充電，充電電流經(jīng)過(guò)二極管VDs流通，以加快充電時(shí)間和減少吸收損耗。假定負(fù)載電流IL不變，而集電極電流Ic線性下降，則（4-19）吸收電容Cs的電流為吸收電容Cs上的電壓為（4-20）（4-21）當(dāng)t=toff時(shí)，VT完全關(guān)斷，負(fù)載電流全部轉(zhuǎn)移到吸收回路中，此時(shí)Ucs=Us，因此吸收電容Cs的大小為（4-22）（4-23）這就是吸收電容的計(jì)算公式。在開(kāi)關(guān)過(guò)程中，開(kāi)關(guān)器件兩端的伏安特性為圖4-25所示的緩沖電路在VT關(guān)斷后，由于電感Ls和電容Cs容易產(chǎn)生振蕩，使開(kāi)關(guān)器件兩端的電壓升高，最高可以達(dá)到電源電壓Us的數(shù)倍，因此在選擇開(kāi)關(guān)器件時(shí)，一定要留有足夠的電壓余量。（4-24）4.4PWM調(diào)速系統(tǒng)的電流脈動(dòng)和轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)分析4.4.1電流脈動(dòng)前面的分析是基于平均電流（轉(zhuǎn)矩）和平均轉(zhuǎn)速之間的關(guān)系，實(shí)際上電流和轉(zhuǎn)矩都是脈動(dòng)變化的。下面分析電流和轉(zhuǎn)矩的脈動(dòng)，分析時(shí)作如下的假定：認(rèn)為開(kāi)關(guān)器件是無(wú)慣性元件，即忽略開(kāi)通和關(guān)斷時(shí)PWM變換器內(nèi)阻的變化，在不同的開(kāi)關(guān)模式下開(kāi)關(guān)頻率足夠高，即保證開(kāi)關(guān)周期小于系統(tǒng)的機(jī)電時(shí)間常數(shù)，因而在分析電流和轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)時(shí)，可以認(rèn)為轉(zhuǎn)速和反電勢(shì)是不變的。對(duì)于圖4-2(a)所示的電路，對(duì)應(yīng)的電樞電流波形如圖4-26所示。圖4-26電樞電流波形在正向電動(dòng)狀態(tài)時(shí)，（4-25）（4-26）方程(4-25)和方程(4-26)的邊值條件為（4-27）（4-28）在式(4-27)、式(4-28)邊值條件下，解微分方程(4-25)和方程(4-26)得其中，（4-29）（4-30）電流脈動(dòng)的最大和最小值的時(shí)刻為（4-31）（4-32）代入式(4-29)和式(4-30)得電流脈動(dòng)的最大值idmax和最小值idmin為（4-33）（4-34）式(4-33)和式(4-34)相減，因此在一個(gè)周期中，電流的變化Δid為指數(shù)的冪級(jí)數(shù)為（4-35）（4-36）（當(dāng)x很小時(shí)）把式(4-36)代入式(4-35)，則式(4-35)所示的電流脈動(dòng)近似表示為式(4-37)表明，電流脈動(dòng)和頻率成反比，即開(kāi)關(guān)頻率越高，電流脈動(dòng)越小。當(dāng)占空比為ρ=0.5時(shí)，電流脈動(dòng)Δid達(dá)到最大值Δidmax，即（4-37）（4-38）式(4-38)表明，電流的脈動(dòng)與電源電壓成正比，與電感和開(kāi)關(guān)頻率成反比。為了減少電流脈動(dòng)，最常用的方法是增加開(kāi)關(guān)頻率。對(duì)于圖4-7所示的雙極性控制電路，可以得到（4-39）（4-40）與單極性控制類(lèi)似，電流脈動(dòng)Δid表示為利用式(4-36)的結(jié)果，雙極性電流脈動(dòng)可簡(jiǎn)化為

（4-41）（4-42）當(dāng)占空比ρ=0.5時(shí)，電流脈動(dòng)最大，即可見(jiàn)，雙極性的電流脈動(dòng)比單極性的電流脈動(dòng)大一倍。（4-43）4.4.2轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)

首先考慮單極性電路，假設(shè)電流仍然呈線性變化，則上升階段的電流表達(dá)式為（4-44）（4-45）解式(4-44)和式(4-45)方程，可以得到上升階段的電流id1和下降階段的電流id2為

（4-46）（4-47）把電流脈動(dòng)公式代入式(4-44)、式(4-45)得（4-48）（4-49）設(shè)上升階段的轉(zhuǎn)速為ω1，下降階段的轉(zhuǎn)速為ω2，根據(jù)牛頓第二定律，轉(zhuǎn)矩平衡方程為（4-50）（4-51）把式(4-48)和式(4-49)代入式