PAGEPAGE8一、電子技術的發展與應用概況術、生物工程、光電子技術、軍事電子技術、生物電子學、新型材料、新型能源、海洋開1、電子器件的發展第一代電子管（又稱為真空管第二代晶體管第三代集成電路現代經濟發展的數據表明，GDP每增長100元，需要10元左右電子工業產值和1~3元集成最近工程技術界評出20世紀世界最偉大工程技術成就的第5項電子技術時談到，“從..........發 控 發車電子——收音機、汽車、業余電進入信息化社會，集成電路成為的一個組成單元，于是電子戰、智能應運而生。二、本課程的性質與任務課程性質:電子技術分類：2力電子晶體管(電力MOSFET)、絕緣柵雙極晶體管()等。和。疑難解釋問題1.1“晶閘管的額定電流是指流過晶閘管的峰值電流”對嗎？答：不對。晶閘管的額定電流是指通態平均電流IT(AV),國際規定通態平均電流閘管的額定電流IT(AV)。另外，整流二極管的額定電流計算方法與晶閘管的一樣。問題1.2“當給晶閘管的門極施加觸發電流時，晶閘管就能被觸發導通”對嗎？問題 由于GTR具有電導調制效應，所以電流容量較大，試解釋電導調制效應答：當PN結上流過正向電流較小時，二極管的電阻主要是作為基片的低摻雜NPN結流過正向電流較大時，注入并積累在低摻雜N區的少子空穴濃度將很大，為了維典型例題（所選題型應典型、多樣化。特別是在期末和考研運用于電力電子技術中的理想開關應滿足什么條件？機械開關不能滿足電力電子學用的開關的原因。電流控制型和電壓控制型電力半導體器件的特點。試從晶閘管的等效電路說明其半控的特點。AGSIEG AGSIEG AV1的基極電流放大成集電極電流 又進一步增大V2的基極電流，如此 成正反饋，最后V、V進入 全飽和狀態，即晶閘管導通。但是 果撤掉外電路注入門極的電流IG， 閘管由 已形成 正反

1－1電力半導體器件在導通和關斷時，其管子的電壓、電流如何確定？舉例說明緩沖電路的作用。1－2Li，起到抑制didt的作用，緩沖電路的作用是RidiRidi緩沖電VL無緩沖電路無抑制電路u有緩沖電路有di抑制電t O 1－2didt抑制電路和充放電型RCD簡 說電流控制型和電壓控制型電力半導體器件的特點答：用電壓控制信號工作的電壓型半導體器件。前者，代表的電力半導體器件為雙極晶、管后代器電力MOSFET和。電壓控制型電力半導體器件，由于輸入信號部分為MOSIC)信號控制功率場效應晶體管對電力電子設備可以說是很方便的。電流控制型半導體器件的驅動電路不僅所需功率大，而且結構也相對復雜一些。的擎住效應？試從 的等效電路解釋產生這種現象的原因EGCEGC集電極PJNNJ JN+PN N+PN

漂移區緩沖 注入區

答 RV RVJ1 - +- E電 IDR b流

IC過大 dQ1Q2構成雙晶體管結構，柵極失去了對集電極電流的控制作用，導致試從絕緣柵雙極晶體管的等效電路說明其在關斷過為什么會存在尾部時間？答:的簡化等效電路如圖1－4所示，它是由MOSFET和GTR組合而成，因此的關斷包括兩過程，即MOSFET的關斷過程和GTR的關斷過程，對于前者，由于門極施加了反向電壓，所以IC下降地較快，當MOSFET已經關斷后，有無反向電壓，所以GTR基極積累電荷復合較緩慢，造成IC下降較慢，會產生較長的電流下電力電子器件驅動電路的任務是什么？答：電力電子驅動電路是電力電子主電路與控制電路之間的接口，是電力電欲減小GTR的導通損耗，應使其工作在深飽和狀態，這樣GTR的導通壓降會下降，這就要求盡可能加大基極驅動電流。欲縮短GTR的關斷時間，應使其工作在臨界飽和導通狀態，這就要求基極驅動電流不應太大，基極電流越大，基極積累的電荷越多欲關斷GTR，首先應將此積累電荷抽取出去，勢必使GTR關斷時間延長。因此，兩者是相 的。為什么電力晶體管常采用達晶體管結構晶體管比單管GTR所需基極驅動電流小得多，因而減小了驅動電路容量。相比電力MOSFET，為什么GTR 的電流容量大得多為什么電力MOSFET不存在二次擊穿問題？ 電力半導體器件的功率損耗包括哪幾部分，其中哪些與器件的開關頻率有關，有什么關系？試說明的電流與漏極電壓有何關系答：正常工作時的通態飽和壓降與漏極電流呈現近似線性變化的關系，識別管壓降的大小即可判斷漏極電流的大小，對的短路保護可采用漏極電電力電子開關器件串、并聯運行可能出現何種故障？如何解決。會導致器件的損壞。所以電力電子器件串聯運行時應有相應的均壓電路，如圖1－強迫并聯器件均流的電路如圖1－5(B)所示。99 下表給出1200V等級不同的電流容量 電流容量5答：柵極通過一層氧化膜與射極實現電，由于此氧化膜很薄，其擊20～30V，為防止柵極連線的寄生電感與柵極間的電容耦合，振蕩電壓，另外，柵極電阻還起到抑制電流上升率，，以防止管子誤導通。因為隨著電流容量的增加，柵漏極間電容也相應增加，為了縮短驅試說明有關柵極驅動電路的要求。答：對的驅動電路提出如下要求沿后，使的開關損耗盡量小。關斷，應施加負偏壓，增加負偏壓可以避免發生不可控的擎住效應。若為大電感負載，的關斷時間不宜過短，以限制didt所形成的尖峰電壓，保護的安全。在過流及短路過，系統如何檢測并實施保護的能承受很短時間的短路電流，需要實時檢測。一般采用檢測集電極與發射極電壓的方法來判斷的通態飽和壓降與集電極電流呈近似線性變化的為什么晶閘管的觸發信號通常不使用直流信號？晶閘管有哪些派生器件？試說明有關晶閘管和電力晶體管的關斷過程？復過程，在此過，如果重新對晶閘管施加正向電壓，晶閘管會重新正向導通，為提高系統的可靠性，電力電子變換電路應設有哪些保護功能？請敘述電力二極管的反向恢復過程，在高頻開關電路中，應選擇什么型號的二極管？答：當電力二極管的外加電壓由正向變為反向，正向電流在此反向電壓的作用在PN斷能力。這就是二極管的反向恢復過程。電力晶體管的驅動電路一般采用的技術包括哪些？試分別舉例說明其工作原理承受短路時間與導通飽和壓降的關系是什么？為什么？存在以上關系是由于隨著飽和壓降降低，的阻抗也降低，短路時的功耗隨著電發生短路后，是否應迅速柵極驅動信號，為什么？答：當發生短路后，不能采取立即柵極驅動信號的方法實施保護，化率而感應過電壓使擊穿損壞。為保證SCR可靠導通，當晶閘管的電流達到何值方可撤除觸發信號？號，也就是要求SCR的觸發脈沖保持一定的寬度。 晶閘管變流電路在運行過可能出現的影響器件穩定、可靠運行的主要因素有那些？需設置哪些相應的保護措施：器件開通時過高的didt，會造成器件 失效增設陽極串聯電感，以限制器件開通過程的didt在晶閘管陽極－陰極并聯電阻電 RC，抑制器件關斷過電壓及重加正dudt電源端接入RC晶閘管的派生器件有哪些，各有什么特點？－6所示，門極G、主電極MT1和MT2，其中MT1接負載，MT2接線路電源，門極對于MT1是導通的，當MT1和MT2接反，器件不工作，但也不會損壞。當MT2與MT1承受正向電壓時，門極施加正向觸發電壓，則器件導通，其電流由MT2流入MT1流出。反之當MT2與MT1承受反向電壓時，門極施加反向觸發電壓，器件也導通，其電流由MT1流入MT2流出。相對于一對反并聯晶閘管，控制電路比較簡單，多用在交流調壓逆導晶閘管是將晶閘管反并聯一個二極作在同一管芯上的功率集成器件，如圖1－7所示由雙向可空晶閘管構成的交流調壓電路，已知輸入電壓是220V的30210°施加正負脈沖電流。(1)當負載是純電)觸發信號分別在每周期的60°和240°施加正負脈沖電流，畫出輸出電壓和電流的波形。答：(1t在0,180區間，MT2MT1之間承受正向電壓，門極在t30時施加正向觸發電流，則雙向晶閘管導通，直至t180后由于承受反壓而關斷。t在180360區間，MT2MT1t210時施加反向觸發電流，則雙向晶閘管導通，直至t360后由于承受正壓而關斷。輸出電壓1－7(C)所示，因為是純電阻性負載，所以輸出電流io波形與電壓的波形當負載為阻感性時，在雙向晶閘管正向導通過，在t180后，盡管輸入電壓出現負的，但電感要將的能量完，回路電流不為零，因此晶閘管流的波形如圖1－8(a)和(b)所示。GTO的失效機理，如何避免這一現象？答：GTOGTO保證小元性能的一致，另一方面，從電則應提高門極觸發電流的強度和上試敘述晶閘管對門極驅動脈沖的要求。足夠大的門極觸發功率，使足夠大的電流注入門極，實現晶閘管器件足夠大的門極脈沖前沿電流幅值及其上升率diGdt，以便件開通過程，提高dikdt承受能力。 從結構看，SCR和GTO具有相同的雙晶體管模型，為什么GTO是全控型器件，而SCR卻是半控件？構成的兩個晶體管V1、V2分別具有共 AAGISEGAGISEG G在器件設計時使得2較大設計SCR導通時的 1＋21.15GTO設計為1＋21.05

E樣EAK導通時處于深度飽和狀態，而GTO導通 饋，當1＋21時，器件退出飽和而關GTO對門極開通電流信號和關斷電流信號的波形有什么要求？正向觸發電流，IGR為反向關斷電流。GTO對門極關斷電壓波形有何要求？產生一個門極電流，這個正向門極電流有使GTO開通的可能，即使因為這個正向門極受dudtGTO晶閘關導通的條件是什么？怎樣使晶閘管由導通變為關斷答：晶閘管導通條件是：（1）晶閘管陰極和陽極之間必須加上正向陽極電壓；220V,晶閘管和電阻串聯相接，試計算晶閘管實際解：晶閘管所承受的正、反向電壓最高值為輸入正弦交流電壓的峰值，即：2220 2LdiRiE

EEi (1eLtR

由于主回路中有電感，所以電流i由零逐漸升高，當電流高于擎住電流15mA后，方可中斷門極觸發電流 圖50(1et)15t150106s

所以門極觸發電流信號脈沖的寬度最小也要大于 讀數不正常，接上Rd后一切正常，為什么？答：當Q斷開時，由于電壓表內阻很大， 導用萬用表怎樣區分晶閘管陽極（A、陰極和門極（G）？判斷晶閘管的好壞有哪些簡便實用的方法？ 接成如圖1－12所示的線路，如果按下開關Q后，燈 圖螺栓式與平板式晶閘管擰緊在散熱器上，是否擰的越緊越好？ 113中陰影部分分別表示流過晶閘管的電流波形，其最大值為Im（1）試計算晶閘管的電流平均值IdIT及波形系數Kf；（2）選用KP-100晶閘管，不考慮安全裕量。試計算上述4種電流波形下晶閘管能承受的平均電流是多少？對應的電流最大Im各是多少？

3

4 3

2

5 2I Isintd(t)圖 20 120(I120(Isint)2m fK0.5Im fm平均電流IT(AV)。 1Isintd(t)2 0 10(I10(Isint)2m

I222fKIT 2f

（c）I1Isintd(t)3 3

2 1(Isin1(Isint)2m3

K

（d）Id202Imd(t)4110 2mKIT

12 d（2）若選KP-100型晶閘管IT(AV)=100A，

IT=1.57IT(AV) 由式（1－7）得1I157A， 314A，I100A2 12 157， 222A，I141A12 由式（1－13）得0.63Im157Im250AId120A 1I157， 314A，I78.5A2 結論：通過電流波形不同（即使波形相同但導通角不同），允許通過晶閘管電流平均值及其峰值均不同試求圖1－14中電壓波形的平均值及其有效值。33 2522 52解：(a)

1100d(t)3(100)d(t) 2 2 12122100d(t) 22 2(b)U

2100d(t) 21021021002晶閘管在關斷時突然損壞，有哪些可能的原因？答：晶閘管在關斷時突然損壞，有可能的 決定于什么？為什么要考慮晶柵管斷態電壓上升率du/dt和通態電流上升率答：因為在晶閘管斷態時，如果所受du/dt太大，會使晶閘管誤導通。在晶閘uVD為二極管，在忽略VD的正向壓降及反Vu0 30 3i1R2i2分別i12U/R1sin t(0，i2 t(0，

圖ii

R1

sin t(，2RR 2

sintd(t)

RR 11220 Rsintd(t)RRsint I112R1U12RR12R1U12RR2 2RR2 21U

2R1

R2

=I1R12R2R 2RR 221U用什么信號可做晶閘管的門極控制信號？SCR1－17所示，試分析此電路的工作開關SB關斷后，交流電壓經VD1~VD4整流，在晶閘管VT兩端出現單相全波脈動電壓。此時，電容C經電阻R1、VD5和VT的門極充電，晶閘管導通，從而使燈泡Vce=200V,tf=0.2us,tr=0.05us1000KHz，晶體管集電極電流Ic=2A，求如圖1-18所示的緩沖器RC的有關參數。解：在關斷時，根據經驗公式，能量可寫=IcVce(trtf = 解得電容C=IC(trtf

=2(0.050.2)t= 0.4=4sON100假如3倍時間參數可以放完，則：3RC= R=tON

4 30.0022106=606Ω14 ，則14I=VceRR

I

ce

4

1P=R

(0.0025106)2002100f= C=2.2nF200V 試說明GTR、MOSFET 、MCT各自特點和缺點作頻率高，有取代GTR之勢。饋能式緩沖電路 加以比較。 32.1.1 晶閘管在陽極和陰極之間加適當的正向電壓UAK在控制極和陰極之間加適當的正向觸發電壓UGK約為1V左右。晶閘管陽極電流小于維持電流IH反向重復峰值電壓URRM。UFRM≥(2~3)UFM 單相可控整流電路單相可控半波整流電路0ωt200ωt200α0π θπ2uoωt1π+π+-++-+-圖

Uo0.45U

RIUoR

U21oL

UFMURM

2U2UI

U

IVSOI1sin2 L+-+-0α0θ+-圖 Uo0.45U

Uo0.45U

LIUo0.45U21L

IVSOI2.1.2.22．單相半控橋式整流電

Uo0.9U

12IUo

U21o

UFMURM

2U2UI

U

1 21sin2 uo +-+-+- +-00圖 單結晶體管觸發電路單結晶體管的結構及特性射極不加電壓，兩個基極之間加電壓UBB時，RB1上的電壓為：A UA

式中η稱為分壓比，一般0.3～0.9之間。單結晶體管的伏安特性曲線如圖6.4當UEUPUAUD時，單結晶體管截止，PUP當UEUP時，單結晶體管導通，IE迅速增大，UE電壓，IV為谷點電流。P0

VIIE2.1.3.23．單結晶體管觸發電路 +-R2+-RZ+-+-C+-+-觸發電路由單結晶體管脈沖發生電路組成，輸出觸發脈沖電壓ug。同時供給兩個u2也過零，保證了兩者同步，從而獲得有規律的輸出電壓波形。C0UEUP（單結晶體管峰點電壓。當放電到UEUV（單結晶體管谷點電壓）時單結晶體管截止。然后又由UV00P00P000圖 晶閘管的保護過電流保護2.1.4.22．過電壓保護逆變的概念整流與逆變的關系前面兩章的是把交流電能通過晶閘管變換為直流電能并供給負載的可控整相對于整流而言，逆變是它的逆過程，一般于稱整流為順變，則逆變的含運行中將直流電能變換為交流電能并回送到電網中去，這樣的逆變稱為“有源逆 E E

電源間能量的變換關系；IE1R IE1RIE2R3-1-1(b)3-1-1(a)E2＞E1I為此I為E1E2RR=0，則形成兩個電源短路的情況。綜上所述，可得出以下結論： V1V1＋＋—nM—V1——＋nM＋ 3-1-2(b)有源逆變電路的工作原理1．整流工作狀態α0～π/2Ud=Udocosαα均小于π/2UdEDEDUdIUdED 中間狀態（=π/2）απ2、積相等，電壓平均值Ud為零，電停轉（實際上采用電磁抱閘斷電制動）Dd--3b有源逆變工作狀態（π/2＜α＜π＝上述卷揚系統中，當重物放下時，由IEDUd 的反電勢ED的極性也將隨之反相。如果變流器仍工作在α＜π/2的整流狀態，ED＞Ud，則回路中的電流為電流的方向是從電勢ED的正極流出，從電壓Ud的正極流入，電流方向未變。顯然，這時電為發電狀態運行，對外輸出電能，變流器則吸收上述能量并饋送回交流上述三種變流器的工作狀態可以用圖3-1-3所示波形表示。圖中反映出隨著控制uuuu00 uuuu00 uuu0ED 0(a)b(c)時輸出直流平均電壓Ud為負值的含義?上述晶閘管供電的卷揚系統中，當重物下降，電反轉并進入發電狀態運行時，電機電勢ED實際上成了使晶閘管正向導通的電源。當α＞π/2時，只要滿足均電壓Ud自然為ED及電感Ld兩端感應電勢的共同作用加以2）條必須，對于半控橋或者帶有續流二極管的可控整流電路，因為它們在任機系統，電機電勢ED的極性可隨重物的“提升”與“下降”自行改變并滿足逆變的TaL—RuTaL—Rud—＋M＋cbbbccR d uuu 00uuuu 0 0 其電機電勢ED的極性不能自行改變，為此必須采取相應措施，例如可利用極性切換開關來改變電機電勢ED的極性，否則系統將不能進入有源逆變狀態運行。(b)三相半波逆變電路一、電路的整流工作狀態圖3-1-4(a)所示電路中，α=30°時依次觸發晶閘管，其輸出電壓波形如圖輸出電壓瞬時值均為正，其平均電壓自然為正值。對于在0＜α＜π/2范圍內的其Ud的正端流出，從ED的正端流入，能量的流轉關系為交流電網輸出能量，電機吸收二、電路的逆變工作狀態（π/2＜α＜π）V1EDua相電壓。V1被觸uaED的存在，且|ED|＞|ua|，V1仍然承受正向電壓而導通，即使不滿足|ED|＞|ua|，由于平波電感的存在，電能，L的感應V1V2ub，如此循環往復。以有源逆變狀態運行。因晶閘管V1、V2、V3的交替導通工作完全與交流電網變化同步，從而可以保證能夠把直流電能變換為與交流電網電源同頻率的交流電回饋電輸出功率還是輸入功率。這樣，變流器流電源與直流電源能量的流轉就可以按有功功率Pd=UdId來分析，整流狀態時，Ud＞0，Pd＞0則表示電網輸出功率；逆變狀態時，Ud＜0，Pd＜0為分析和計算方便，通常把逆變工作時的控制角改用β表示，令βπ-α，α=πβαβUdUdocos(三相半波時Udo1.17U2α＞π/2而β＜π/2β從π/2三相橋式逆變電路逆變工作原理及波形分析T—T—aRV＋4—＋iMcbu2u200(a)(b)(c)3-3-IEDUd 當電勢ED略大于平均電壓Ud時，回路中產生的電流Id電流Id的流向是從ED的正極流出而從Ud的正極流入，即電機向外輸出能量，以部分區域均為交流電的負電壓，晶閘管在此期間由于ED的作用仍承受極性為正的沖之間的間隔為π/3，分別按照1，2，3，…，6的順序依次發出，其脈沖寬度應大于π/3或者采 電路中基本電量的計算Ud21.17U2cos2.34U2cosIEDUd RRB中U2φ為交流側變壓器副邊相電壓有效值。輸出電流平均值為式中 為變壓器繞組的等效電阻 為變流器直流側總IdIdI 13I213IV 13逆變失敗原因分析及逆變角的限制可能將晶閘管和變壓器燒毀，上述事故稱之為逆變失敗或叫做逆變。觸發電路工作不可靠件從承受反向電壓導通延續到承受正向電壓導通，Ud反向后將與ED順向串聯，出現逆晶閘管出現故障交流電源出現異常IEDUd 從逆變電路電流公式上述公式中的Ud都將為零或減小，從而使電流Id增大以至發生電路逆變失敗。電路換相時間不足小造成換流失敗，從而導致逆變的發生。現以共陰極三相半波電路為例，分析由于β太小而對逆變電路產生的影響，電路結構及有關波形如圖3-3-2所示。設電路變壓器漏電感引起的電流角為γ，原來的逆變角為β1，觸發a相對應的V1導通后，將逆變角β1改為β，且β＜γ，。這時正好V2和V3進行換ωt2為起點向左β角度的ωt1時刻觸發V3管開V2的電流逐漸下降，V3的電流逐漸上升，由于β＜γ，到達ωt2時刻（β=0），晶閘管V2中的電流尚未降至零，故V2此時并未關斷，以后V2承受的陽極電壓高于V3承受的陽影響外，還應考慮到元件關斷時間tq（對應的電角度為δ）以及一定的安全裕量角一般取βmin為30°～35°，以保證逆變時正常換流。一般在觸發電路中均設LuM3LuM3 2 1id0 圖3-4--1變壓器漏抗對逆變的影響(a)(b)5-接通的占空比（ton/T）。接通的占空比（ton/T）。頻率變動，不易濾波，因此常用方式。 （電路波形先做分析，然后再介紹工作過程分析二、工作過程分a（t0t≤t1=K

Iin uuuL （u-u）為常數，電流變化為線 uuuLdiLI2I1LI 1I(UdUo) UL LULdiLL t

IU0(t2t1由于Uo維持不變，輸出?I(UdUo)t1Uo(t2t1 Ut1Ut1UtT tT

2UdIUoIoKUdI

I(UdUo)tUd(1K)KTUd(1K)K 考慮到 iL≈?iC，且有一周期內電容充放電平衡，根據圖4-2中波形，?QT/2Q11I1T UQIUdK(1K 8 8 8LCf電感的峰值電流：IL

I

1 1Uo不變，為什么有UC大1A，最小100mA，工作頻率100kHz，如何設計電路參數？由U0UCLC最小輸出電流與 Io

ILMAXIVTMAXMOS有效值，依此選擇MOS管的電流。 4、依據電路拓撲，電源輸入平均電流與電感電流的關系有：Iin二、工作過程分a（t0tt1=K IUduuLdiL L uuuLdiLI1I2L2 2

t2I(UdUo)

ΔI (UdUo)(tt)Ud U t U L 其中：t2 K=t1/

t 1 I 1KUdIUoIoKUd 1 I0IUdtU U idt idt dL C0 C0 第四節升降壓式變換電路（BUCK-BOOST電路）4、依據電路拓撲，電源輸入平均電流與電感電流的關系有：Iin二、工作過程分a（t0tt1=KULdiL IUd t L bVD（t1tuuLdiL IU0(t2t11 1?IdIU0(t2t1)Udt1 U U Kd2 2

1 UIU

KU

I o

1 d

1K 1 I0IUdtU U idt idt dL C0 C0 第五節庫克電路（CUK）Io

Iin二、工作過程分a（t0tt1=KL1L U diL

IL11L I

1 1 1

L2 ULIL22IL21L I(UC1U0)

2

L1

(UC1Ud)(t2t1 對于電L2有UC1UdL1 L11 U

t2IL22IL21 2

t2 t t2

222

U0(t2t1ΔI相等，由前U U

t2

d1 dUIU

KU

I o

1 d

1K ( I1I)(I1I) I1(II L 1K 1K 1 IUdt1Ud1 2 IU0(t2t1)(1K) 2

(1K 晶體管導通：iC1 I0t1I0CC1由 iL2iC

iL2IC

IQ 4

Q

I2Ud 8 8f2L (UC1U0

IU0(t2t1)U0(1K)T I2

2 U0 1DC-DC變換器二、工作過程分a（t0t≤t1=KLd0 uN2ULd0

LI(UdN2/N1U0

II b、晶體管關斷狀態（t1tVD1，VD2ULdiL t ΔI

NUU0K NU

d

N2IrrN3DC-DC變換器a（t0tt1=KULdiLI12I11L I 1 1 b、晶體管關斷狀態（t1≤tII

L(N2)2N N1 ULI22I21LN1I12I11L t t2

2N

t2

1N1t2IU0

UiNN11UiN6-1、交流電路純電阻電路給電阻R加上一正弦R如圖5-2-1所示，其電壓uuUmsin電流的瞬I與U、R三者iuiT2TtiuumsinuiT2Tt ImUmR II R

乙5-2-IUIU~自L勢為自，電路中電阻R可近似為零，由含源電路歐姆定有自u 自

5-2-R0，所以u，自感電動勢與外加電壓是反相的。設電路中電流iImsint，自感電動勢為 L iImsintttImsin由于t很短，依三角關系展開上式后，近似處理cost1,sintt則imiIm Li

mm由ue

sin(t2u

sin(t)

sin(t2uu T2OTUU2UI系 其中

稱為感 I甲（XL）滿足IU/XL，其 甲XLL2fL，單位:歐姆 圖5-2-i ~純電容電路iQC

5-2-uuuuiT2OTuUmsint，與前面推導方式相同，

甲UIU乙u

tcostIUtsin(t icu

sin(t2ImcUm

i

sin(t2I1

Xc 位移電流位移電流不是電荷定向移動的電流。它引

AXNSAXNSCYZ起的變化電場，極置于一種電流。為了形象地表明我移電流，可以把它看作是由極板上電荷積累過程即形成的。1交流電能通過電容器，是由于電容器在充、放電的過，電容器極板上的電荷發生變化，引起電場的變化而形成的。連接電容器的導線中有傳導電流通過，而在電容器內存在位移電流。2我移電流在產生磁場效應上和傳導電流完全等效，因為二者都都會在周圍的空間產生磁場。3我移電流通過介質時不會產生熱效應。IRIRLCU和直流電路中的歐姆定律相似，其等式為UIZ或IZI、U都是交流電的有效值，Z就是交流電路中的歐姆定律。圖5-2- （2）說和電流的有效值之間一般不是簡單數量的比例關系。a5-2-8R、L、C電壓的和，UURULUC。因為電感兩端電壓相位超前電流相位2典雅電壓相 電流相位2。所以R、L、C上的總電壓，決不是各個元件的電壓的代數和而是矢量和。以純電阻而言，ZRR,

iUU 以純電感而言，ZL

UUiLL UUC以純電容而ImImImImOImIm言， 言，RLRC圖5- C IX2Im的總電壓

ImXXX2R 則 X2 X2R Z ， Z。而電壓和電流的相位差arctgXLX （5-2-9）b、在并聯電路中，如圖5-2-10R、L、C為例，每個元件兩端的瞬時電壓都相等為U。每分路的電流和兩端電壓之間關系為C UCC XC

iULLX XLL

iURRX RR不同元件上電流的相位也各有差異。純電感上電流相位于純電阻電流相位2，純電容上電流相位超前純阻電流相位2。所以分電流的矢量和即總電流22 ii2U2R U XL1R1R 12 CXL1R1RC 1LZ令

R RC 1L Z、交流電功率在交流電中電流、電壓隊隨時間而變，因此電流和電壓的乘積所表示的功率也將隨時間而變。跟交流電功率有關的概念有：瞬時功率、有功功率、視在功率（又叫做總功率）、無功功率、以及功率因素。瞬時功率Pt。由瞬時電流和電壓的乘積所表示的功率。Ptitut，它隨時間而變。在任意電路i與u之間存在相位差utUmsintPtiuImsintUmsintIeffUeffcoscos2t在純電阻電路中，電流和電壓之間無相位差，即0，瞬時功率PtIeffUeff1cos2t有功功率P。用電設備平均每單位時間內所用的能量，或在一個周期內所用能量和時間的比。T

1cos2tTPO O 和電流都用有效值來計算。在純電感電路中（電壓超前電流2P1TPdt1T coscos2tdt TO TO 在純電容電路中（電流超前電壓2P1TPdt1TIUcostsintdt TO TO 以上說明電感電路或電容電路中能量只能在電路中互換，即電容與電源、電感與電源之間交換能量，對外量交換，所以它們的有功功率為零。對于一般電路的平均功率P1TPdt1TI coscos(2tTO TO 視在功率（S）。在交流電路中，電流和電壓有效值的乘積叫做視在功SIfUef。它可用來表示用電器（發電機或變壓器）本身所容許的最大功率（即容量）。S無功功率（Q）SQ值與它們的相位差的正弦的乘積叫做無功功率，即Q

U

P示電容元件、電感元件和電源之間的能量交換的規模。有功功率，無功功率和視在功率之間的關系，可用如圖3-1-74謂功率三角形來表示。功率因數(cos發電機輸送給負載的有功功率和視在功率的比，PIeffUeffcos IeffU 為了提高電能的可利用程度，必須提高功率因數，或者說減小相位差。、渦流（1）定義或解釋塊狀金屬放在變化的磁場中，或讓它在磁場中運動，金屬地內有感應電場產生，從而形成閉合回路，這時在金屬內所產生的感生電流自成閉合回路，形成旋渦，所以叫做渦電流。“渦電流”簡稱渦流，又叫傅科電流。（2）1渦流的大小和磁通量變化率成正比，磁場變化的頻率越高，導體里的渦流也越大。2在導體中渦流的大小和電阻有關，電阻越大渦流越小。為了減小渦流造成的熱損耗，電機和變壓器的鐵芯常采用多層彼此絕緣的硅鋼片迭加而成（材料采用硅鋼以增加電阻）。渦流也有可利用的一面。高頻感應爐就是利用渦流作為自身加熱用，感應加熱，溫度控制方便，熱效率高，加熱速度快，在生產生已用作金屬的冶煉。在生活上也已被用來加熱食品。渦流在儀表上也得到運用。如電磁阻尼，在磁電式測量儀表中，常把使指針偏轉的線圈繞在閉合鋁框上，當測量電流流過線圈時，鋁框隨線圈指針一起在磁場中轉動，這時鋁框內產生的渦流將受到磁場作用力，抑止指針的擺動，使指針較快地穩定在指示位置上。、自感由于導體本身電流發生變化而產生電磁感應現象員做自感現象。L大小和電流的變化率成正比， t。這是由于電流變化引起了回來中磁通量變化的緣故。式中比例常數L叫做自感系數。在國際單位制中，自感系數的單位是亨利。①自感是導體本身阻礙電流變化的一制屬性。對于一個線圈來說，自感系

LN2 （是圈線芯材料的導磁率，

是線圈長度，N是線圈匝數，S是線圈橫截面積）②自感現象產生的原因是當線圈中電流發生變化時，該線圈中將引起磁通量變化，從而產生感生電動勢。因此，自感電動勢的方向也可由楞次定律確定。當電流減小時，穿過線圈的磁通量也將減小，這時自感電動勢的方向應和正在減小的電流方向一致，以原電流的減小。同理，當線圈中電流增大時，則穿過線圈的磁通量也隨著增大，因而有時將導體的自感現象與慣性現象作類比，它們都表現為對運動狀態變化的，所以自感現象又叫做電磁慣性現象。自感系數又叫做電磁慣量。這也可在能量關系上作一類比，電場能的公式為W1CU，那儲藏在磁場里的能量公式為

W1LI ，因而LC（電容）當，I與U（電壓）相當，自感系數L又可叫做電磁容量。但須注意，圈中被自感而產生電動勢所的是電流的變化，而不是阻礙電流本身。所以線圈中電流變化率越大則線圈兩端阻礙電流變化的感生電動勢值也越大。與電流的大小無直接關系。③自感現象也可從能量守恒觀點來解釋。在自感電路里，接通直流電源，電流逐漸增加，圈內穿過的磁通量也逐漸增大，建立起磁場。在電流達到最大值前電源供給的能量將分成兩部分，一部分消耗路的電阻上轉變為熱能；另一部分克服自感電動勢做功，轉化為磁場能。如果線熱能損耗很小，可以忽略不計，那么在電流達到最大值前，電源供應的能量將全部轉化為磁場能。當電流達到最大值時，磁場能也達到最大。當電流達到最大值穩定時，自感電動勢不再存在，電源不再供給電能。置鐵芯或磁芯的性質有關，如果空心線圈的自感系數為L0，放置磁芯后，線圈的自感系數LKeLKeL0e為磁芯的有效導磁率，它和磁芯材料的的相對導磁率r有內在的聯系。閉合的環形磁芯er它們還和導體中工作電流的大小有關。er也有所區別。至于e的大小還與磁芯材料的粗細、長短等幾何形狀有關，例如，對棒形鐵芯或包含有空氣隙的環形磁芯來說，ere常常不到10

400的錳鋅鐵氧體材料制作的天線磁棒，其由于電路中電流的變化，而引起鄰近另一電路中產生感電動勢的現象叫做互感現象。初級線圈中電流的變化率成正比 t。式中的比例常數叫做互感系數在國際單位制中，互感系數的單位是亨利。互感系數的大小和初、次級線圈的自感系數有關。當兩個自感系數分別為L1和L況下，即可看作是一種理想耦合。在理想耦合時互感系數 。在一某線圈中電流所激發的磁通量不全部通過另一線圈時，那么k ，k為耦合系數，它的物理意義是表示為磁耦緊密K值和兩線圈或回路的相對位置以及和周圍的介質材料有關。對于k值的選取，由實際需要而定。如果要減小互感干擾，則選取較小的耦合系數；如果要加強互感，則選取較大的耦合系數。2．8、三相交流電三相交流電發電機原理如圖5-2-1所示，其中AXBYCZ三組完全相同的線圈，120。3eAXmsin

sin(t23sin(t4 U星形（Y型）連接的三相交流電源如圖5-2-8所示，三相中每個線圈的頭A、B、C分別引UCUABUAOUOBUAO

AOZZXYB5-2-U

Umsint

sin(t23

sin(t6UAB 同理有：UBC 3UBO,UCA IIiAXImsint

sin(t43iAiAXiCZ

sin(t I IOIORRR 3I3相 U3相

乙甲圖 ，電流關系： RARBRCi0iAiBiC0I00三相負載的三角形連接時，U時，線電流是相電流的3

第7 控制技主要內容：控制的基本原理、控制方式與波形的生成方法，逆變電路的諧波分析，整流電路。重點：控制的基本原理、控制方式與波形的生成方法。難點：波形的生成方法，逆變電路的諧波分析。基本要求：掌握控制的基本原理、控制方式與波形的生成方法，了解逆變電路的諧波分析，了解型逆變電路，了解整流電（PulseWidthModulation）控制——脈沖寬度調制技術，通過對一系列脈控制技術正是有賴于在逆變電路中的應用，才確定了它在電力電子技術中的路控制的基本原理6-1i(t)的上升段，i(t)的形狀也略有不同，但其下降段則幾乎完全相同。脈沖越窄，6-2S波形——脈沖寬度按正弦規律變化而和正弦波等效的波形。6-3用等幅波和不等幅波：由直流電源產生的波通常是等幅波，如直流斬波電路及本章主要介紹的逆變電路，6.4節的整流電路。輸入電源是交流，得到不等幅波形可等效的各種波形： 流波形等，其基本原理和S 逆變電路及其控制方法計算法和調據此控制逆變電路開關器件的通斷，就可得到所需波形。輸出波形作調制信號，進行調制得到期望的波；通常采用等腰三角波或于信號波幅值的脈沖，符合的要求。S波；調制信號不是正弦波，而是其他所需波形時，也能得到等效的波。結合單相橋式電壓型逆變電路對調進行說明：設負載為阻感負載，工作時V1V2通斷互補，V3V4通斷也互補。uo正半周，V1通，V2斷，V3和V4交替通斷，負載電流比電壓滯后，在電壓正半周，電流有一段為正，一段為負，負載電流為正區間，V1和V4導通時，uo等于Ud，V4V1VD3續流，uo=0，負載電流為負區間，io為負，uo總可得到Ud和零兩種電平。uoV2保持通，V1保持斷，V3V4交替通斷，uo可得-Ud和零兩種圖6-4單相橋式逆變電單極性控制方式（單相橋逆變ur>ucV4通，V3斷，uo=Udur<ucV4斷，V3通，uo=0。ur負半周，V1保持斷，V2ur<ucV3通，V4斷，uo=-Udur>ucV3斷，V4通，uo=0，虛線uof表示uo的基波分量。波形見圖6-5。圖6-5單極 雙極性控制方式（單相橋逆變在ur半個周期內，三角波載波有正有負，所得 波只有±Ud兩種電平，仍在調制信號ur和載波信號uc的交點控制器件通斷。ur正負半周，對各開關器件的控制規律相同，當ur>uc時，給V1和V4導通信當ur<uc時，給V2和V3導通信號，給V1和V4關斷信號，如io<0，V2和V3通，如io>0，VD2和VD3通，uo=-Ud。波形見圖6-6。 圖6-6雙極 U相的控制規律：urU>ucV1uUN′=Ud/2，當urU<uc時，給V4導通信號，給V1關斷信號，uUN′=-Ud/2；V1(V4)加導通信導通。uUN′ 圖6-7三相橋 uVN′uWN′的波形只有±Ud/2兩種電平，uUVuUN′-uVN′16見圖6-8。 波由(±2/3)Ud圖6-8三相橋式逆變電路波間會給輸出波帶來影響，使其稍稍偏離正弦波。特定諧波消去法(SelectedHarmonic —SHEu(t)u(t(6- u(t)u(t(6-(6-

u(t) ann1,3,5

nn式中，a n

2u(t)0

ntdan4[a1U

sinntdt

a2(U

sinnt)dta a(6-

a dsinntdt2 dsinnt)dt]a 2Ud(12cosn12cosn22cosn3a2Ud(12cos

2cos

2cos3a2Ud(12cos

2cos5

2cos5

)(6-

a2Ud(12cos

2cos7

2cos7

)k次，考慮波四分之一周期對k越大，開關時刻的計算越復雜。異步調制和同步調制否同步及載波比的變化情況，調制方式分為異步調制和同步調制：波的脈沖個數不固定，相位也不固定，正負半周期的脈沖不對稱，半周期內1/4周期的脈沖也不對稱。當fr較低時，N較大，一周期內脈沖數較多，脈沖公用一個三角波載波，且取N3的整數倍，使三相輸出對稱。為使一相的 fr很低時，fc也很低，由調制帶來的諧波不易濾除，fr很高時，fc會過高，使開fr范圍劃分成若干個頻段，每個頻段內保持N恒定，不同頻段Nfr高的頻段采用較低的N，使載波頻率不致過高，在fr低的頻段采用較高的N，使載波圖6-11，分段同步調制一例。為防止fc在切換點附近來回跳動，采用滯后切換圖6-10同步調制三相波6-11規則采樣法按S 脈沖寬度δ和用自然采樣法得到的脈沖寬度非常接近。6-12

urasin(6-Tc三角波一周期內，脈沖兩邊間隙寬度1asinrtDTc(6-120o，同一三角波周期內rTc(1asinrr2r

tD(6-(6-

1

)Tc(1asin4

tD故由式（6-8）可得(6-

U

2 (6-

4（4）逆變電路的諧波分是衡量逆變電路性能的重要指標之一。 不同信號波周期的波不同，無法直接以信號波周期為基準分析，以載波周期為基礎，再利用貝塞爾函數推導出波的傅里葉級數表達式，分析過程相不同調制度a時的單相橋式 譜圖如圖6-13所示。其中所包含的諧波角頻率為nckr可以看出，波中不含低次諧波，只含有角頻率為ωc，及其附近的諧波，以及2ωc、3ωc等及其附近的諧波。在上述諧波中，幅值最高影響最大的是角頻率為ωc圖6-13單 三相橋式逆變電路采用公用載波信號時不同調制度a時的三相橋式nck式中，n=1，3，5，…時，k=3(2m-6m+1，mn=2，4，6，…時，k 6m-1，m=1，2，…和單相比較，共同點是都不含低次諧波，一個較顯著的區別是載波角頻率ωc整數倍的諧波被消去了，諧波中幅值較高的是ωc±2ωr和2ωc±ωr。6-14三相橋式逆變電路輸出線電壓頻譜圖況和S （5）提高直流電壓利用率和減少開關次數3 逆變電路，調制度a為1時，輸出相電壓的基波幅值為Ud／2，輸出線電壓的基波幅值為( 3這個值是比較低的，其原因是正弦調制信號的幅值過三角波幅值，實際電路可能達到1。采用這種調制方法實際能得到的直流電壓利用率比0.866還要低。形成的三角形的高。s0時梯形波變為矩形波，s1時梯形波變為三角波。梯形波含低次諧波，波含同樣的低次諧波，低次諧波（不包括由載波引起的諧波）6-16，δU1m/Uds圖6-15梯形波為調制信號的控圖6-16s變化時的d和直流電壓利用 圖6-17s變化時的各次諧直接控制仍是對相電壓進行控制，但控制目標卻是線電壓。諧波，且三相的三次諧波相位相同。線電壓時，3次諧波相互抵消，線電壓為正弦波。如圖6-18所示。鞍形波的基波分量幅值大。6-183upmin(urU1,urV1,urW1)(6-(6-

urUurU1urVurV1urWurW16-191/3周期中，不對調制信號值為-1的相進行控制，只對其他兩相進（6）逆變電路的多重和一般逆變電路一樣大容量逆變電路也可采用多重化技術。采用S技術理論上可以不產生低次諧波，因此，在構成多重化逆變電路時，一般不再逆變電路多重化聯結方式有變壓器方式和電抗器方式，利用電抗器聯接實現二重6-20所示。電路的輸出從電抗器中心抽頭處引6-21所示。圖中，輸出端相對于直流電源中點N的電壓uUNuU1NuU2N2，大。而在多重型逆變電路中，電抗器上所加電壓的頻率為載波頻率，比輸出數時的諧波已全部被除去，諧波的最低頻率在2c圖6-20二重型逆變電圖6-21二重型逆變電路輸出波頻率在2wc附近，相當于電路的等效載波頻率提高一倍。值比較來決定逆變電路各器件的通斷，使實際的輸出指令信號變化，常用的有滯環比較方式1、電流控制控制器件V1V2的通斷。V1（或VD1）通時，i增大，V2（或VD2）通時，i減小。2DI的滯環比較器的控制，ii*+DIi*-DI的范圍內，呈鋸齒狀地電抗器L的作用：L大時，i的變化率小，慢。L小時，i的變化率大，開圖6-22滯環比較方式電流控制舉6-23 采用滯環比較方式實現電壓控制。如圖6-26所示。把指令電壓u*和輸出電輸出控制開關通斷，從而實現電壓控制。和電流控制電路相比，只是把指令和反饋從電流變為電壓。輸出電壓波形中含大量高次諧波，必須用適當的圖6-26電壓控制電路舉斷產生的高次諧波后，所得的波形就幾乎和u*相同，從而實現電壓控制。UVi*、i*UVWUVWi*i、i、iAWUVW進行比較，產生波形圖6-27三角波比較方式電流型逆變電V1通，V2iii*V1斷，V2i減小。每個采樣時刻的整流電路及其控制方法把逆變電路中的S控制技術用于整流電路，就形成了整流電路。（1）整流電路的工作原圖6-28a和b分別為單相半橋和全橋整流電路半橋電路直流側電容必須圖6-28單相整流電a)b)正弦信號波和三角波相比較的方法對V1～V4進行S 入端AB產生S 波uAB。uAB中含有和信號波同頻率且幅值成比例的基波、和小的脈動。當信號波頻率和電源頻率相同時，is也為與電源頻率相同的正弦波。usisus同相或反相，isus90°isus相位差為所需b：超前相角δ，Is和Us反相，逆變狀態，說明 功功率發送器（StaticVarGenerator—SVG）a)b)c)d)超前角為整流狀態下，us0時，（V2、VD4、VD1、Ls）和（V3、VD1、VD4、Ls）分別另一方面，如直流側電壓過低，例如低于us的峰值，則uAB中就得不到圖6-29auAB中含有較大的低次諧波，這樣就不能按需要控制is，is波形會畸變。 最基本的整流電路之一，應用最廣。工作原理和前述的單相全橋電路相似，只是從單相擴展到三相進行S 控制，在交流輸入端AB和C可得S近似為1。和單相相同，該電路也可工作在逆變運行狀態及圖cd的狀態。（2）整流電路的控制方數為1的控制效果。和實際直流電壓ud比較后送入PI調節器，PI調節器的輸出為一直流電流信號id，id的大小和交流輸入電流幅值成正比。穩態時，ud=，PI調節器輸入為零，PIid和負載電流大小對應，也和交流輸入電流幅值對應。負載電流增大時，Cud下降，PI的輸入端正偏差，使其輸id增大，進而使交流輸入電ud回升。達到新的穩態時，udid為新的較大的值，與較大的使交流輸入電流相位和電壓相位反相，實現逆變運行。穩態時，ud和仍然相等，PI調節器輸入恢復到零，id為負值，并與逆變電流的大小對應。R，得到各相電流在Rs上的壓降uRa、uRbuRcLLsuLa、uLbuLc。各相電源相電壓ua、ub、ucRL上的壓降，就可得到所uA、uBuC的信號，用該信號對三角波載波進行調制，得到開關信號去控制整流橋，就可以得到需要的控制效果。直接控制而使其指令電流值，因此稱為直接電流控制。id分別乘以和a、b、c三相相電壓同相位的正弦信號，得到三相交流電流的正弦指令信號，和，和輸入電流指令值。 、電力MOSFET等為代表的全控型器件 控制技術提供了強大的 直流斬波電路實際上就是直流電路，是控制技術應用較早也成熟斬控式交流調壓電路和矩陣式變頻電路是控制技術在這類電路中應用的e、控制技術用于逆變電成功的應用，奠定了控制技術在電力電子技術中的突出地位。除功率很大的外，不用控制的逆變電路已十分少見。5章因尚未涉及控制技術，因此對逆變電路的介紹是不完整的。學完f、控制技術用于整流整流電路作為對第2章的補充，可使對整流電路有更全面的認識。24章交流調壓電路為代表的相位控制技術至今在電力電子電路中仍占據著重要地位。以控制技術為代表的斬波控制技術正在越8開關技軟開關的基本概念硬開關與軟開關工作原理SLrCr間發生諧振，電路中電壓和電流的波形類似于正弦半波。諧振減緩了開關過電壓、電流的變化，而且使S兩端的7-1a）b）7-2a）b）給電路造成總損耗增加、關斷過電壓增大等影響，因此是得不償失的。軟開關電路的分類7-3 準諧振電路零電壓開關準諧振電路（ZVSQRC）；零電流開關準諧振電路（ZCSQRC）；零電壓開關多諧振電路（ZVSMRC）；（ResonantDCLink）7-4a）b）c）零開關電零開關電路可以分為：零電壓開關電路（Zero-Voltage-Switching Converter—ZVS）； Converter—ZCS）圖7-5零開關電路的基本開關單零轉換電零轉換電路可以分為：圖7-6零轉 典型的軟開關電路零電壓開關準諧振電路7-77-8振回路。t2時刻，iLr下降到零，uCr達到諧振峰值。t2~t3時段：t2時刻后，CrLrt3時刻，uCr=Ui，iLr達到反向諧振t1到t4時段電路諧振過程的方程為：t4~t5時段：VDS導通，uCr被箝位于零，iLrt5時刻，iLr=0。由于t4到t6時段電流iLr的變化率為 3）t6~t0時段：S為通態，VD為斷態。uCr的諧振峰值表達式（即開關S承受的峰值電壓 諧振直流環7-11t0S關斷，電路中發生諧振。iLrCr充電，t1時刻，uCr=Uit2~t3時段：uCrLrL放電，iLrt3uCr=Ui。t3~t4時段：t3時刻，iLr達到反向諧振峰值，開始衰減，uCr繼續下降，t4時刻，7-127-13移相全橋型零電壓開關電互為對S1-S4S2-S3，S1的波S4超前0~TS/2S2的波形S3超前0~TS/2時間，因此S1S2為超前的橋S3S4為滯后的 7-15t2~t3時段：t2時刻開S2由于此時其反并聯VDS2正處于導通狀態，因此S2為零電壓開通。電流不斷減小，BS3VDS3導通。這種狀態維持到t4時刻S3開通。因此S3為零電壓開通。t4~t5時段：S3開通后，Lr的電流繼續減小。iLr下降到零后反向增大，t57-17移相全橋電路在t3~t4零電壓轉換電t0~t1時段：S1導通，VDLrUoiLr線性增長，VD中的電流以同樣的速率下降。t1時刻，iLr=IL，VD中電流下降到零，關斷。VDS導通，uCriLr開通、S1iLr=0，VD1關斷，主開關S中的電流iS=IL，電路進入正常導通狀態。圖7-20升壓型零電壓轉 電路在t1~t2時段的等效電本章小結其分為準諧振、零開關和零轉換三大類。每一類都包含基本拓撲和眾零電壓開關準諧振電路、零電壓開關電路和零電壓轉換電路分別是第9章電力電子器件應用的共性問題 V1、V2 GTR時，施加一定的負基極電流有利于減小關斷時間和關斷損耗。 關斷時施加一定幅值的負驅動電壓（一般取-5~ du/dt，減小關斷損耗。通常將緩沖電路專指關斷緩沖電路，將開通緩沖電路叫做di/dt抑制電 采用電阻均壓 的阻值應比器件阻斷時的正、反向電阻小得多 注意選用Ron、UT、Gfs和Ciss并聯運行的特點第10章電力電子技術的應 勵磁變速恒頻發電，電力諧波抑制與無功補償應用中的有源電力濾波器、無功補償裝置、無功發生器，電力系統中的高壓直流輸電、靈活交流輸電系統等。電力電子技術在電、發電機中的應用，提高了電能生產、利用、機電能量轉換系統變為靈活可控輸電系統，對未來電力系統的發展產生重大影響。因此在學晶閘管—直流電調速系電流連續時如果平波電抗器Ld電感量足夠晶閘出電流連續，此時晶閘管—直流電系統可按直流等值電路來分析，如圖8-2所示。圖中，左半部代表電流連續時晶閘管整流器的等效電路，右半部為直流電（8-式中U為電源相壓有效值 流變壓器）的等效內電阻Ro，則整流電源內阻應為， RaLd在直流等效電路中是得不到反映的。 （8-式中 ，Ce為直流電機電勢常數，φ為直流機每極磁通。求出 轉速隨負載電流Id的增加而下降，下降斜率為 。當角改變時，隨著空載轉速點no的變化，機械特性為一組斜率相同的平行線。足以維持電流連續，電流將出現斷續現象，此時直流電機械特性會發生很大變分析時必須計入平波電感Ld的作用，回路電壓平衡方程為（8-圖8-4電流斷續時，晶閘管—直流電等效電 圖8-5電流斷續時的電樞電為分析簡便起見，先忽略等效內阻，求解出機械特性后再作為系統內阻對

（8-（8-

（8- 可用來求取反電勢Ea 故由上式可轉而求得轉速n和 Id與導通 按照定義，電樞電流平均值Id式中 為每周內換流次數，三相半波和三相橋式整流電 。將式（8- 下、三相半波晶閘管整流器供電直流電的機械特性 發角，整流器工作在可控整流狀態；電機轉速n、電磁轉矩同方向，直流電機運行在電動狀態。第Ⅳ象限內，，整流器工作在有源逆變狀態；電機轉速與電磁轉矩反方向，直流電運行在反轉制動狀態，并將轉子機械無論是第Ⅰ或第Ⅳ象限，當電機電流Id較小時晶閘管導通角 續，機械特性變得很軟，隨著負載增加轉速下降很快；當負載增大到一定數值時 此應設計好平波電抗器的電感量。晶閘管—直流電系統中平波電抗器電感量按最小電流ILmin下仍能保證電流連續為原則來選擇。因為電流連續的條件是晶閘管導通 ，則由式（8-12）可推晶閘管無換向器電機PS由于變頻器的輸出頻率不是由外界獨立調節而是受與電轉子同軸安裝的位置檢步電的轉速始終同步，同步電機不會失步。式同步電機交—直—交頻調速系統，它是由電網交流經可控整流器REC變成大小可閘管負載自然換流的典范。下面以逆變器晶閘管VT1到VT3的換流為例說明負載反電勢圖8-9負載反電勢自然換流原理設換流之前為晶VT1、VT2導通，電流經由VT1→a相繞組→c相繞組→VT2流通，如圖8-9（a）所示。如欲利用電樞反電勢實現電流從VT1至VT3的轉移，要求反eaeb，即換a、b兩相K適當提前一個換流超前角如圖8-9（b）S。一KS點處（超前為正）。bVT1中電流減小，VT3VT1管中負擔的負載電流大小時，VT1將因實際電流下降為零而關斷，負載電流就全部轉移至VT3中，完成換流過程。由于S點處開始發生換流，即VT3中電流開始形成，其相位比b相反電勢eb超前，這正是過勵同步電機輸出感性無功電流的結KS′點處，此時換流超前角，在晶閘管VT1、VT3和電機a、b兩相繞組間作用的反電勢eab和所產生的短路電流將與S點處情況相反，它將VT3導通、維持VT1繼續導通，從而不能實現換流。制電源側整流器REC進入逆變狀態，使電機側逆變器INV的輸入電流下降為零，逆變式只限于轉速在（5～10）%nN的起動過采用。異步電頻調速系 （8- 為定子供電頻率，為定子繞組每相串聯匝數， 說明在頻率變化過，必須相應改變反電勢。然而E1是電機量，難以直接量在運行頻率較高時，反電勢較大，可以忽略定子漏阻抗壓降=常數的恒電壓頻率比控制來保證氣隙磁通恒定，也就是變頻時必須同時調壓，這就是異步電頻調速的VVVF（VariableVoltageVariableFrequency）控制。 可控整流器調壓、方波（六脈波）逆變器調頻，如圖8-10（a）所示。調壓與調頻功能分別在兩個環節上實現，由控制電路按結構簡單、控制方便。但由于AC-DC變換采用可控整流電路，當低頻低壓運行時，移相觸發角很大，會有輸入功率因數低的缺陷。此外逆變器多為晶閘管六脈波逆變濾波的電流源型逆變器—異步電頻調速系統，在要求動態響應快、需要四象限 圖8-11給出了一個VVVF控制、電壓源型S 性質的電壓源對逆變器激勵。S逆變器采用作開關元件，180o導通型，即只旁均反并聯一只快速恢復二極管。S逆變器采用微機數字控制，為表達由于S逆變主要是通過正弦調制波與三角載波實現，需