1、實際電流環的受控對象與控制器的頻率特性基于對Boost電路狀態空間平均方程的小信號線性化模型的推導，從電流環控制器的輸出信號到電感電流的傳遞函數在滿足角頻率L時可以近似表示為VVLCi Q=匕V(s)L V Ls cmps而電感電流互感器電路可以由圖1表示為圖1電感電流采樣將CT看做是電流源，那么CT.C信號可以用*5i進行表示。信號傳遞到DSP的A/D腳之 100 L間也存在濾波電路，這部分電路也需要進行考慮。現有的反饋電路可以表示成圖2圖2電感電流信號反饋通路其中最前面的電容和電感頻率很高，不需要考慮，只考慮后面一部分。第一個運放的傳遞函 數可以表示為G (s )=%R R C s + R

2、 + R133 134 95133134由于程序中有電流采樣中點自動校準，因此后面的電阻分壓部分可以簡單的處理為比例環節50/51,再后面的濾波器傳遞函數為G (s )= Lr-疽七 C96S + 1而A/D轉換增益與程序中反饋通道增益KCurrentFeedback可以合并為1024*7/3.3，其中數 值7是參數KCurrentFeedback的數值。因此不考慮PWM控制帶來的延遲效果，從電流環控 制器輸出V到電流環控制器的電流反饋比較點之前的反饋信號之間的開環傳遞函數為 G (s )= n X 7.5 XR134X 50 x( X 1024 X 7 TOC o 1-5 h z obj V

3、Ls 100 R R C s + R + R 51 (R + R C s +13.3s133 134 9513313413728796_360 x 7.5 x 20 x 103 x 50 x 1024 x 7(、=781 x 700 x 10一6s x 100 xZ00 x 220 x 10一6s + 50 x 103)x51x0-6s + 1)x3.3=(1.593509 x 1016=s(s + 3.788 X105)(+106)同時控制器可以使用同樣的方法進行分析，其結構見圖3表示。圖3 PFC電流環控制器前向通路結構上面是電流環控制器結構圖。其中的離散部分2z 一1就是程序中預測部分的

4、傳遞函數，可 z3 x 26 x 10 -6 s +140000 x(s + 2500k )s(s + 12000k )以用連續傳遞函數近似表示為26x 10-6s +1，這樣電流環控制器可以表示成G ()= 100 x 3 x 26 x 10-6 s +1 x cntl 3226 X10-6 s +1_ 11718.75(s + 1220)s + 754) s (s + 38462)(s + 37699)對于數字控制方案來說，回路上由于采樣和PWM控制的原因，存在一拍延遲，這一拍延遲 可以表示為e -Ts，其中T = 52X10-6,可以使用Pade級數對延遲環節進行近似。如果使用4 階Pa

5、de級數則有t G &)= s4 3.846 x 105 s3 + 6.657 x 101。s2 5.974 x 1015 s + 2.298 x 102。s delay s4 + 3.846 X 105 s3 + 6.657 X 1010 s2 + 5.974 X 1015 s + 2.298 X 1020那么開環傳遞函數就是G(s)=Gntl (y (匕.O可以將其Bode圖表示為圖4,其中藍色為控制器GcJs)的傳遞函數，綠色為受控對象 Gdeaay(s)Gobj(s)的傳遞函數，紅色為系統開環傳遞函數G(；j。從中可以看出，受控對象有很大 的相位遲后，在現在系統的穿越頻率在1.1kHz

6、附近，對象的相位遲后達到120。左右，所以 控制器中除去積分以外的部分要有足夠的相位超前進行補償。除了控制器設計時零點提供的相位補償以外，預測也起了很大的相位超前作用。由Bode圖上還可以看出，隨著頻率的增加，相位遲后增加很快，當頻率達到4kHz以后， 對象本身的相位遲后已經接近180。，因此就現有的電流環控制器來說，目前的電流環帶寬已 經接近于極限，很難再用提供相位超前和增加增益的辦法來增加帶寬。Bode DiagramsFrequency (rad/sec)圖4控制器、受控對象和電流環開環傳遞函數的頻率特性附：傳遞函數再Matlab中的計算對象傳遞函數sysobj=zpk(,-50e3/132e-3 -1e6 0, 7.5/100*20e3/132e-3*50/51*1e6*1024/3.3*7*360/700e-6/781)控制器傳遞函數syscntl