1、設(shè)計題1輸入電壓：AC 110/220 V；輸入電壓變動范圍：90240 V； 控制電路形式為它激式，采用UC3842為PWM控制電路。電源開關(guān)頻率的選擇決定了變換器的特性。開關(guān)頻率越高，變壓器、 電感器的體積越小，電路的動態(tài)響應(yīng)也越好。但隨著頻率的提高，諸如開關(guān)損耗、 門極驅(qū)動損耗、 輸出整流管的損耗會越來越突出，對磁性材料的選擇和參數(shù)設(shè)計的要求也會越苛刻。另外，高頻下線路的寄生參數(shù)對線路的影響程度難以預料，整個電路的穩(wěn)定性、 運行特性以及系統(tǒng)的調(diào)試會比較困難。在本電源中，選定工作頻率為85 kHz。2. 電路結(jié)構(gòu)的選擇 小功率開關(guān)電源可以采用單端反激式或者單端正激式電路，使電源結(jié)構(gòu)簡單，工

2、作可靠，成本低。與單端反激式電路相比，單端正激式電路開關(guān)電流小，輸出紋波小，更容易適應(yīng)高頻化。用電流型PWM控制芯片UC3842構(gòu)成的單端正激式開關(guān)電源的主電路如圖6-1所示。圖6-1 單端正激式開關(guān)電源的主電路單端正激式開關(guān)電源加有磁通復位電路，以釋放勵磁電路的能量。在圖6-1中，開關(guān)管VT導通時V1導通，副邊線圈N2向負載供電，V4截止，反饋電線圈N3的電流為零；VT關(guān)斷時V1截止，V4導通，N3經(jīng)電容C1濾波后向UC3842腳供電，同時原邊線圈N1上產(chǎn)生的感應(yīng)電動勢使V3導通并加在RC吸收回路。由于變壓器中的磁場能量可通過N3泄放，而不像一般的RC D磁通復位電路消耗在電阻上，因此可達到

3、減少發(fā)熱，提高效率的目的。3. 元件設(shè)計1) 變壓器和輸出電感的設(shè)計 依據(jù)UC3842應(yīng)用方式，選定定時電阻RT1.8 k，定時電容CT10 F。確定開關(guān)頻率f85 kHz，周期T11.8 s。設(shè)計單端控制開關(guān)電源時，一般占空比D最大不超過0.5，這里選擇D0.5，則TON=TD=5.9 s (6-1) 根據(jù)電源規(guī)格、 輸出功率、 開關(guān)頻率選擇PQ26/25磁芯，磁芯截面積S1.13 cm2，磁路有效長度l6.4 cm，飽和磁通密度BS0.4 T。取變壓器最大工作磁感應(yīng)強度BmaxBS/30.133 T，則電感系數(shù)A為(6-2)變壓器原邊線圈匝數(shù)N1為(6-3)式中，Ui為最小直流輸入電壓。交

4、流輸入電壓的最小值約為90 V, Ui90127 V，得出N149.9匝，取50匝。原邊線圈電感LAN1211.1 mH。 副邊線圈匝數(shù)為(6-4)式中，UDF為整流二極管V1上的壓降；UL為輸出電感L上的壓降。 取UDF+UL0.7 V，代入式(6-4)，得N210匝。副邊線圈電感為 L2=N22AL=444 H (6-5) 開關(guān)管斷開時，N1兩端將會產(chǎn)生感應(yīng)電動勢，為了保證開關(guān)管正常工作，將感應(yīng)電動勢限制到e=300 V。反饋電線圈向UC3842提供U12 V的工作電壓，按電容C1上的電壓UC16 V計算，以保證有足夠的供電電壓給UC3842。由N3(UC /e)N1可得N32.67匝，取

5、3匝。 變壓器副邊電流為矩形波，其有效值為(6-6)導線電流密度取4 A/mm2，所需繞組導線截面積為1.77/40.44 mm2。同樣可選擇原邊繞組導線，原邊電流有效值為(6-7)所需繞組導線截面積為0.354/40.0885 mm2，選用截面積為0.096 21 mm2的導線(f0.41 mm)。取輸出電感的電流變化量IL0.2Io0.5 A，則輸出電感為(6-8)式中, U2為副邊線圈最小電壓。計算得(6-9)取UDF0.5 V，Uo3 V，代入式(6-8)可得L140 H。根據(jù)輸出電感上的電流ILIo，所需繞組導線截面積應(yīng)為2.5/40.625 mm2，故選擇截面積為0.6362 mm

6、2導線(f0.96 mm)。2) 開關(guān)管、 整流二極管和續(xù)流二極管的選擇由于開關(guān)管斷開時原邊線圈N1兩端的感應(yīng)電動勢限制到eL300 V，交流輸入電壓經(jīng)全波整流、 電容濾波后，直流輸入電壓的最大值(6-10)所以整流二極管所承受的最高反向電壓為(6-11)續(xù)流二極管所承受的最高反向電壓為(6-12)流過整流二極管和續(xù)流二極管的最大電流為ID=I2P=Io+0.5 A(6-13)得ID2.75 A。根據(jù)以上計算選擇肖特基半橋MBR25120CT,平均整流電流為25 A，反向峰值電壓為120 V。開關(guān)管選用MOSFET 2SK793，漏源擊穿電壓為900 V，最大漏極電流為3 A。設(shè)計題2 輸入電

7、壓：AC 85265 V，50 Hz；圖6-8 120 W/24 V開關(guān)穩(wěn)壓電源原理圖1) 器件的選擇根據(jù)設(shè)計要求選擇TOP系列的TOP248Y作為開關(guān)器件。由于TOP248Y工作在輸出功率的上限，電流設(shè)定在最大值，因此將TOP248Y的X端直接與源極相連。而過壓值設(shè)定在DC 450 V，若輸入電壓超過此值，則TOP248Y 將自行關(guān)斷，直到輸入電壓恢復正常值時，TOP248Y自行恢復啟動。頻率選擇端F也與源極直接相連，此時開關(guān)工作頻率設(shè)定在130 kHz。2) 脈沖變壓器的設(shè)計要求脈沖變壓器的初級電感Lm中的電流與電壓的關(guān)系為(6-14)式中, ULm為初級電感兩端的電壓；為開關(guān)脈沖寬度。脈

8、沖變壓器的初級電感值在3003000 H之間，輸出功率大的情況應(yīng)取下限，反之則取上限。變壓器初級電感值不能太小，否則會造成TOP248Y中的功率MOSFET的漏極電流太大，使開關(guān)損耗增加，同時易造成過流保護動作，使電源難以啟動。同樣，初級電感值也不能太大，否則不能滿足輸出功率的要求。3) 電源次級電路的設(shè)計次級電路設(shè)計主要是選擇整流管和濾波電容。整流管的選擇應(yīng)根據(jù)輸出電流和電壓進行，其最大值的選擇為IRLC2Io=25=10 A (6-15) (6-16)(6-17)式中, Uo為輸出電壓；Io為輸出電流；Uimax為最大直流輸入電壓；Dmin為開關(guān)的最小占空比；n為脈沖變壓器的變比。將Uimax375 V，Uo24 V，Dmin代入式(6-17)，得到脈沖變壓器的變比為n4。此時脈沖變壓器的初級勵磁電流為(6-18)此值遠小于TOP248Y的漏極電流7.2 A。電源次級整流管在輸出電壓較低的情況下，采用肖特基二極管以減小二極管的損耗。當輸出電壓較高時，則需要采用快恢復二極管；當開關(guān)頻率較高時，應(yīng)采用超快恢復二極管作整流管，以減小其反向電流對初級的影響。濾波電容C7的容量應(yīng)滿足輸出電壓紋波的要求，L1及C9應(yīng)能有效地濾除開關(guān)過程所產(chǎn)生的高頻噪聲干擾。4) 反饋電路的設(shè)計圖6-8所示電路的反饋電路采用光