1、目錄一、設計任務21、設計對象參數22、性能指標23、課程設計的主要內容和要求2電力拖動不可逆直流調速系統主電路的設計2控制電路的設計2二、電力拖動不可逆直流調速系統主電路的設計31、整流電路和整流器件的選擇32、 整流變壓器參數的計算33、整流器件的保護44、平波電抗器參數的計算45、觸發電路的選擇4三、直流雙閉環調速系統原理圖設計5系統的組成5系統的電路原理圖6直流雙閉環調速系統調節器設計63.1 獲得系統設計對.83.2 電流調節器的設計63.3 轉速調節器的設計11四、系統起動過程分析16一、設計任務1、設計對象參數（1）Pnom=30KW（2）Unom=220V（3）Inom=136

2、A（4）nnom=1460r/min（7）C e=0.2 v.min/r（10）Toi=0.002 s（13）U* =8 Vnm（5）R a =0.2（8）R =0.18（11）T0=0.01 s (14)U* =8 Vim（6）R =0.6（9）KS=42（12）=1.52、性能指標i5%n10%3、課程設計的主要內容和要求3.1 電力拖動不可逆直流調速系統主電路的設計（1） 整流電路和整流器件的選擇（2）（3）（4）（5）整流變壓器參數的計算整流器件的保護平波電抗器觸發電路的選擇3.2 控制電路的設計（1）（2）（3）建立雙閉環不可逆直流調速系統的動態數學模型電流調節器的設計計算轉速調節器

3、的設計計算0二、電力拖動不可逆直流調速系統主電路的設計1、整流電路和整流器件的選擇目前在各種整流電路中，應用最為廣泛的是三相橋式全控整流電路，其原理圖如圖 1 所示，其中陰極連接在一起的三個晶體管（VT1，VT3，VT5）稱為共陰極組；陽極連接在一起的三個晶體管（VT4，VT6，VT2）稱為共陽極組。三相橋式全控整流電路圖2、 整流變壓器參數的計算采用三相雙繞組變壓器。設計參數如下：U2N=UN=220V；I2N=IN=136A；額定容量：SN=sqr(3)* U2N* I2N=518.23KVA三相雙繞組變壓器原理圖13、整流器件的保護電力電子器件中不可避免的會發生過電壓，會損壞電力電子器件

4、。對于大容量的電力電子裝置，可以采用如下圖所示的反向阻斷式RC 電路來限制和吸收過電壓。反向阻斷式RC 電路4、平波電抗器參數的計算負載為直流電時，如果出現電流斷續則電的機械特性將很軟。當電流斷續時，隨著Id 的增大，轉速n（與反電動勢成比例）降落很大，機械特性較軟，相當于整流電源的內阻增大。較大的電流峰值在電換向時容易產生火花。同時，對于相等的電要求電源的容量也大。形底部較窄，則其有效值越大，為了克服以上缺點，一般在主電路中直流輸出側串聯一個平波電抗器，用來減少電流的脈動和延長晶閘管導通的時間。總電感：L=TlR=0.002*0.6=1.2mH平波電抗器的電感量：L=L-0.693U2/Id

5、min=2.74mH5、觸發電路的選擇的晶體管觸發電路，它由V1，V2 組成的脈沖放大環節和脈沖變壓器TM 及附屬電路的脈沖輸出環節兩部分組成。當V1，V2 導通時，通過脈沖變壓器向晶閘管的門極和陰極之間輸出觸發脈沖。VD1 和R3 是為了V1，V2由導通變為截止時脈沖變壓器TM其的能量而設的。為了獲得觸發脈沖波形中的強脈沖部分，還需適當附加其它電路環節。23圖 2 轉速、電流雙閉環直流調速系統2 系統的電路原理圖圖 3 直流雙閉環調速系統電路原理圖為了獲得良好的靜、動態性能，轉速和電路兩個調節器一般都采用 PI 調節器，這樣組成的直流雙閉環調速系統電路原理圖如圖 3 所示。圖中ASR 為轉速

6、調節 器，ACR 為電流調節器，TG 表示測速發電機，TA 表示電流互感器，GT 是觸發電路，UPE 是電力電子變換器。圖中標出了兩個調節器輸入輸出電壓的實際極性，它們是按照電力電子變換器的控制電壓Uc 為正電壓的情況標出的，并考慮到運算放大器的倒相作用。圖中還標出了兩個調節器的輸出都是帶限幅作用的，轉U *速調節器ASR 的輸出限幅電壓 im 決定了電流給的電壓的最大值，電流調節器ACR 的輸出限幅電壓Ucm 限制了電力電子變換器的最大輸出電壓Udm 。3 直流雙閉環調速系統調節器設計4本設計將運用工程設計方法來設計轉速、電流雙閉環調速系統的兩個調節器。按照設計多環控制系統先內環后外環的一般

7、原則，從內環開始，逐步向外擴展。在雙閉環系統中，應該首先設計電流調節器，然后把整個電流環看作是轉速調節系統的一個環節，再設計轉速調節器。3.1 獲得系統設計對象根據圖3 直流雙閉環調速系統電路原理圖可以方便的繪出系統的穩態結構框圖，如圖 4 所示。其中 為轉速反饋系數， 為電流反饋系數。圖 4 直流雙閉環調速系統的穩態結構框圖在考慮雙閉環控制的結構（見圖 4 直流雙閉環調速系統的穩態結構框圖）的基礎上，即可繪出直流雙閉環調速系統的動態結構框圖，如圖 5 所示。圖中WASR (s) 和WACR (s) 分別表示轉速調節器和電流調節器的傳遞函數。為了引出電流反饋，在電的動態結構框圖中必須把電樞電流

8、 Id 顯示出來。圖 5 直流雙閉環調速系統的動態結構框圖在實際設計過程中，由于電流檢測信號中常含有交流分量，為了不使它影響到調節器的輸入，需加低通濾波。這樣的濾波環節傳遞函數可以用一階慣性環5節來表示，其濾波時間常數Toi 按需要選定，以濾平電流檢測信號為準。然而，在抑制交流分量的同時，濾波環節也延遲了反饋信號的作用，為了平衡這個延遲作用，在給定信號通道上加入一個同等時間常數的慣性環節，稱作給定濾波環節。其意義是，讓給定信號和反饋信號經過相同的延時，使二者在時間上得到恰當的配合，從而帶來設計上的方便。由測速發電機得到的轉速反饋電壓含有換向紋波，因此也需要濾波，濾波時間常數用Ton 表示。根據

9、和電流環一樣的道理，在轉速給定通道上也加入時間常數為Ton 的給定濾波環節。所以直流雙閉環調速系統的實際動態結構框圖應該與圖 5 有所不同，應當增加濾波環節，包括電流濾波、轉速濾波和兩個給定信號的濾波環節。如圖 6 所示。圖 6 直流雙閉環調速系統的實際動態結構框圖3.2 電流調節器的設計3.2.1 電流環結構框圖的化簡在圖 6 點畫線框內的電流內環中，反電動勢與電流反饋的作用相互交叉，這將給設計工作帶來麻煩。實際上，反電動勢與轉速成正比，它代表轉速對電流環的影響。在一般情況下，系統的電磁時間常數Tl 遠小于機電時間常數Tm ，因此，轉速的變化往往比電流變化慢得多，對電流環來說，反電動勢是一個

10、變化慢的擾動，在電流的瞬變過程中，可以認為反電動勢基本不變，即E 0 。這樣，在按動態性能設計電流環時，可以暫不考慮反電動勢變化的動態影響，也就算說，可以暫且把反電動勢的作用去掉，得到電流環的近似結構框圖，如圖 7所示。可以證明，忽略反電動勢對電流環作用的近似條件是：1 3ciT T式中 ci 電流環開環頻率特性m的l 截止頻率。6圖 7 忽略反電動勢的動態影響時的電流環動態結構框圖如果把給定濾波和反饋濾波兩個環節都等效的移到環內，同時把給定信號改成U (s) ，則電流環便等效成負反饋系統，如圖 8 所示。i圖 8 等效成負反饋系統的電流環動態結構框圖最后，由于Ts 和Toi 一般都比Tl 小

11、的多，可以當作小慣性群而近似的看作是一個慣性環節，其時間常數為：Ti Ts Toi則電流環結構框圖最終可以簡化成如圖 9 所示。簡化的近似條件是 11ci3T Ts oi圖 9 小慣性環節近似處理的電流環動態結構框圖3.2.2 電流調節器結構的選擇首先考慮把電流環校正成哪一類典型系統。從穩態要求上看，希望電流無靜差，可以得到理想的堵轉特性，由圖 9 可以看出，采用型系統就夠了。再從動態要求上看，實際系統不允許電樞電流在突加控制作用時有太大的超調，以7保證電流在動態過程中不超過允許值，而對電網電壓波動的及時抗擾作用只是次要。為此，電流環應以跟隨性能為主，即應選型型系統。圖 9 的表明，電流環的控

12、制對象是雙慣性型的，要校正然應采用PI 型的電流調節器，其傳遞函數可以寫成：型型系統，顯(s) Ki (is 1)WACR s式中 Ki 電流調節器的比例系數i ； i 電流調節器的超前時間常數。為了讓調節器零點與控制對象的大時間常數極點對消，選擇 i Tl則電流環的動態結構框圖便成圖 10 所示的典型形式，其中：Ki Ks K Ri圖 10 校正型型系統的電流環動態結構框圖3.2.3 電流調節器的參數計算1.確定時間常數1）整流裝置滯后時間常數Ts 。通過表 1出，三相橋式電路的平均失控 0.0017s 。時間Ts電流濾波時間常數Toi 。根據初始條件有Toi=0.002 s。電流環小時間常

13、數之和T i 。按小時間常數近似處理，取 Ts Toi0.0037。T if 50HZ ）表 1 各種整流電路的失控時間（8整流電路形式最大失控時間Ts max (ms)平均失控時間Ts (ms)單相半波單相橋式（全波）20101052.選擇電流調節器結構根據設計要求 ，穩態電壓無差，按典型型系統設計電流調節器。電流環控制對象是雙慣性型的，因此可用 型電流調節器，其傳遞函數： 檢查對電源電壓的抗擾性能： ，參照表 的典型型系統動態抗擾性能，各項指標都是可以接受的。表 2 典型型系統動態抗擾性能指標與參數的關系3.計算電流調節器參數電流調節器超前時間常數： 。電流開環增益：要求 時，按表 ，取

14、，因 此于是， 的比例系數為：表 3 典型型系統跟隨性能指標和頻域指標與參數的關系參數關系 0.250.390.500.691.0阻尼比1.00.80.7070.60.5超調量0%1.5%4.3%9.5%16.3%三相半波三相橋式、六相半波6.673.333.331.674.校驗近似條件電流環截止頻率： ci K 135.1s1晶閘管整流裝置傳遞函數的近似條件11 196.1s1 3T3 0.0017sci滿足近似條件。s忽略反電動勢變化對電流環動態影響的條件11 40.82s1 330.18s 0.03sciT T滿足近似條件。m l電流環小時間常數近似處理條件11 110.0017s 0.

15、002s 180.8s1 滿足近似條件。ci3T T3s oi5.計算調節器電阻和電容由圖 11，按所用的運各電阻和電容值為：Ri=KiR0=0.0018*40=0.072k,取 0.07 k.Ci=i/Ri=0.24F，取 0.24F Coi=4Toi/Ro=0.25F,取 0.25F按照上述參數，電流環可以達到的動態跟隨性能指標i=1.25,滿足設計要求。3.2.4 電流調節器的實現含給定濾波和反饋濾波的模擬式PI 型電流調節器原理圖如圖 11 所示。圖中U Ii 為電流給的電壓，d 為電流負反饋電壓，調節器的輸出就是電力電子變換器的控制電壓Uc 。根據運算放大器的電路原理，可以導出：T

16、1 R CKi Ri R0Ki Ri R0oi0 oi410上升時間tr6.6 T4.7 T3.3 T2.4 T峰值時間tp8.3 T6.2 T4.7 T3.6 T相角穩定76.369.965.559.251.8截止頻率c0.243 /T0.367 /T0.455 /T0.569 /T0.786 /T圖 11 含給定濾波與反饋濾波的PI 型電流調節器3.3 轉速調節器的設計3.3.1 電流環的等效閉環傳遞函數電流環經簡化后可視作轉速環的一個環節，由圖 10 可知，電流環的閉環傳遞函數Wcli (s) 為s(T s 1)KId (s)1W (s) cliU (s) /1)Ti KI1s s 12

17、IiiKI忽略高次項，Wcli (s) 可降階近似為1W (s) cli1KIs 1近似條件 1KIcn3Ti式中 cn 轉速開環頻率特性的截止頻率。接入轉速環內，電流環等效環節的輸入量應為U (s) ，因此電流環在轉速環i1中應等效成 Wcli (s) Id (s)U (s)1s 1iKI這樣，原來是雙慣性環節的電流環控制對象，經閉環控制后，可以近似的等效成只有較小時間常數1 KI 的一階慣性環節。11 轉速調節器的結構選擇用電流環的等效代替圖 6 中的電流環后，整個轉速控制系統的動態結構框圖如圖 12 所示。圖 12 用等效環節代替電流環后轉速環的代替結構框圖把轉速給定濾波和反饋濾波環節移

18、到環內，同時將給定信號改為 ，再把時間常數為 和 的兩個小慣性環節合并起來，近似成一個時間常數為 的慣性環節，其中 則轉速環結構框圖可圖 等效成負反饋系統和小慣性近似處理的轉速環動態結構框圖為了實現轉速無靜差，在負載擾動作用點前面必須有一個積分環節，它應該包含在轉速調節器 中。現在擾動作用點后面已經有了一個積 分環節，因此轉速環開環傳遞函數應共有兩個積分環節，所以應該設計型系統，這樣的系統同時也能滿足動態抗擾性能好的要求。在理論計算中，線性系統的階躍超調量較大，但在實際系統中轉速調節器的飽和非線性性質會使超調量大大降低。故而， 也采用 調節器，其傳遞 函數為 式中 轉速調節器的比例系數； 轉速

19、調節器的超前時間常數。這樣，調速系統的開環傳遞函數為 R Kn R( ns 1)s 1)K (W (s) nn sC T s(T s 1) C T s2 (T s 1)ne m nne m nn令轉速環開環增益 KN 為Kn RK C TNne m則 s 1)K (W (s) Nnns2 (T s 1) n不考慮負載擾動時，校正后調速系統的動態結構框圖如圖 14 所示。上述結果所服從的近似條件歸納為： 1KIiKIoncn3T 1cn3T圖 14 校正后型系統的轉速環的動態結構框圖3.3.3 轉速調節器的參數計算1.確定時間常數含給定濾波和反饋濾波的模擬式 PI 型調節器原理圖如圖 6 所示。

20、圖中 U*n為電流給定電壓，-n 為電流負反饋電壓，調節器的輸出就是電力電子變換器的控制電壓 Ui*。=Unm/nmax=0.196(1)電流環等效時間常數 1/KI.由上面的計算，已取 KITi=0.5，則1/KI=2Ti=0.0018s(2)轉速濾波時間常數.已知，=0.01s13(3)轉速環小時間常數 Tn.Tn=1/KI+=0.0118s2.選擇轉速調節器結構按照設計要求，選用 PI 調節器，其傳遞函數為 3.計算轉速調節器參數按照跟隨和抗擾性能的原則，取 h=5,則 ASR 的超前時間常數為：n=h*Tn=0.059s轉速開環增益：KN=(h+1)/2h2 Tn=19.35s-2于是

21、，ASR 的比例系數為Kn=(h+1)CeTm/2hRTn=6334.檢驗近似條件轉速環截止頻率為 ） 電流環傳遞函數簡化條件為 ，滿足簡化條件。） 轉速環小時間常數近似處理條件為 ，滿足近似條件。5.計算調節器電阻和電容根據圖 15，取 R0=40k,則 Rn=KnRo=774 k,取 770 k。Ce=n/Rn=0.04F,取 0.04F；=4/Ro=1.4F,取 1.4F。根據表 4，Cmax/Cb=81.2,此時，n=3.45%10%,能滿足設計要求。表 典型系統階躍輸入跟隨性能指標3456789103.3.4 轉速調節器的實現含給定濾波和反饋濾波的 PI 型轉速調節器原理圖如圖 15

22、 所示，圖中U 為n轉速給定電壓，n 為轉速負反饋電壓，調節器的輸出是電流調節器的給定電壓U 。i與電流調節器相似，轉速調節器參數與電阻、電容值的關系為 RnKnR0Ton 4 R0Con圖 15 含給定濾波與反饋濾波的PI 型轉速調節器1552.6%43.6%37.6%33.2%29.8%27.2%25.0%23.3%tr T2.402.652.853.03.13.23.33.35ts T12.1511.659.5510.4511.3012.2513.2514.20k32211111四、系統起動過程分析直流雙閉環調速系統突加給定電壓U 時由狀態起動時，轉速和電流的n動態過程圖如圖 16 所示

23、。由于在起動過程中轉速調節器ASR 經歷了不飽和、飽和、退飽和三種情況，整個動態過程就分成了圖中標明的、三個階段。圖 16 直流雙閉環調速系統起動過程的轉速和電流波形）是電流上升階段。突加給定電壓U 后，經過兩個調第階段（ 0 t1n節器的跟隨作用，Uc 、Ud 0 、 Id 都跟著上升，但是在 Id 沒有達到負載電還不能轉動。當 Id IdL 后，電流 IdL 以前，電開始起動。由于機電慣性的作用，轉速不會很快增長，因而轉速調節器 ASR 的輸入偏差電壓16 的數值仍較大，其輸出電壓保持限幅值 ，強迫電樞電流 迅速上升。直到 ， ，電流調節器很快就壓制了 的增長，標志著這一階段的結束。在這一階段中， 很快進入并保持飽和狀態 ，而 一般不飽和。第階段（ ）是恒流升速階段。在這個階段中， 始終是飽 和的，轉速環相當于開環，系統成為恒值電流給