1、1Cmos 模擬電路基礎(一)寫這個文章的目的是為了這段時間的學習作個筆記，同時激勵自己繼續下去。1， NMOS管的V-I特性非飽和區的I-V特性。 ( 0 Vds Vgs Vtn )Vd = u E其中，u為電子遷移率， E=V/l, 為導體內的場強。Ids = 0.5*K*(W/L)*2*(Vgs Vtn)*Vds Vds*exp2其中，K為器件的跨導系數，K= u*Cox = （u*0*ox）/ tox用n表示器件的增益系數，n = K* （W/L） 飽和區的I-V特性。 ( 0 Vgs - Vtn Vds )隨著Vds的增大，溝道漏端的導電層會減薄，當Vds = Vgs Vtn時，它被

2、夾斷。當Vds繼續增大，夾斷點向源端移動。此時，溝道兩端電壓保持為 （Vgs Vtn），而Vds的增加部分落在夾斷耗盡區內，Ids幾乎不變。如果夾斷耗盡區的長度遠小于L，忽略溝道長度的縮短，用Vgs Vtn = Vds 帶入得到飽和區的電流表達式為Ids = 0.5*K*(W/L)*(Vgs Vtn)*exp2但是，當考慮溝道長度調制效應時，Ids = 0.5*K*(W/L)*(Vgs Vtn)*exp2*（1+*Vds）試驗證明，是溝道長度的線性函數。 截止區 （ Vgs Vtn = 0）Ids = 0. PMOS管的V-I特性，它的偏壓與極性與NMOS相反。但是，由于電子的遷移率與空穴的遷

3、移率不等，前者是后者的23倍，因此，Kn= （2.03.0）Kp 2， MOS管的小信號模型輸入信號的幅度一般與電源電壓相比很小，它在直流偏置工作點附近變化，可以近似認為器件工作在線性區間。大信號可以確定器件的直流工作點，小信號可以用來設計器件和電路的性能。對于在飽和區工作的mos，gm = K*(W/L)*(Vgs Vtn)*（1+*Vds） 其中，gm 是柵跨導gds = 1/rds = ( Ids *)/(1+*Vds ) =Ids其中，rds 是mos管的輸出電阻。由該式可見，通過減小和減小Ids可以達到提高輸出電阻的目的。而要減小，必須增大L 3, CMOS電路的基本模塊開關開關導通

4、時，Vds很小，Vgs很大，即MOS管處于非飽和區。Id = K*W/L *(Vgs Vt )*Vds其中，0 Vds Vt, 顯然MOS管工作在飽和區。I = Id = k*W/（2*L）*（Vgs Vt）exp2V = Vgs =Vds = Vt +（*Id*L / K*W）exp (0.5)mos 管的柵極和漏極連接起來意味著用Vds 控制Id，因此，溝道跨導變成了溝道電導，其小信號電導用g表示g =K*W/L*(V-Vt) note:有源電阻可以作為有源電阻的分壓器，有時用兩個有源電阻串聯代替一個電阻，是為了節省柵極面積。 電流阱和電流源電流阱和電流源都是兩端元件。在理想情況下，他們的

5、電流值與加在兩端的電壓無關，始終保持為常數。它們常被用來作為各級放大的偏置元件和有源負載，以提供穩定的工作電流和較大的動態電阻。電流阱對負載提供拉電流或吸收電流，其端電壓只有大于Vmin，或器件工作在飽和區才可產生近似不變的電流。 鏡像電流源如圖：由于Vdg1=0,只要Vds1Vt1,二極管連接的M1總處于飽和狀態。由于Vgs1=Vgs2,如果Vds2Vgs1-Vt2,則M2也工作在飽和區。它就是上面的單管電流阱，輸出恒定電流。他的電壓偏置是通過Iref的偏置實現的。如果M1=M2，則Id2=Iref但是當Iref變化時，或M2的W/L比值變化時，輸出電流Id2也發生變化。Iout / Iin

6、 = Id2/Id1 = Kn2*W2*L1*(1+2*Vds2) / Kn1*W1*L2*(1+1*Vds1)由此，我們可以通過W和L的參數的確定來調節鏡像電流源的增益，也可以采用多個不同寬長比的M2器件，對同一參數電流Iref得到多個不同數值得電流。Rout = 1 / (*Id) CMOS放大器1， 反向放大器：由壓控電流阱或電流預源與負載組成。M1是電壓控制的電流阱，二極管連接的M2是有源電阻，作為M1的負載。M2的柵極與漏極相連，只要|Vds2| |Vtp|,總是處于飽和狀態。因此，當Vin等于Vss時，M1的漏電流為0，Vds2的值等于Vt2，所以，Vout= Vdd- |Vt2|

7、 ， 這是最大的輸出電壓。當Vin從Vss增大至大于Vt1時，M1導通，Vout下降。隨著Vin的增加，M1和M2中的電流也增加。|Vds2|隨電流的平方關系而增加。當Vds1Vgs1-Vt1時，即Vout- VssVin- Vss-Vt1 或VoutVin Vt1，M1飽和。當輸出下降至Vout0條件下，若增加Vin, 但是使Vin=(Vg-Vtn)時，a端溝道夾斷。若Vout Vtn , | Vgp Vin | Vtn, |Vgp Vin|Vtp| 時，雙管導通，C被繼續充電，使Vout=Vin。P管導通區： 當Vgn-Vin |Vtp| 時，N管截止，而P管仍為導通狀態，Vin經P管繼續

8、向C充電，使Vout = Vin。由上可見，在輸入從0到1的變化范圍，輸出電壓始終等于輸入電壓，消除了閾值損失。 3， CMOS反向器是由一對互補的MOS管組成，當Vin = 0，N管截止，P管導通，輸出通過閉合的PMOS開關與電源相連，因為PMOS開關傳輸1為理想開關，故Vout=Vdd；當Vin=1，N管導通，P管截止，輸出經過NMOS開關與地相通，NMOS開關傳輸0為理想開關，故Vout=0v。 NMOS管的漏源電流公式如下：In = 0 （Vin=Vtn）In=0.5*(Vin-Vtn)exp2 (Vtn Vin Vout+Vtn) PMOS管的漏源電流公式如下：Ip=0 (Vin=V

9、dd+Vtp)Ip=0.5*(Vin-Vtp-Vdd)exp2 (Vdd+Vtp Vin = Vout +Vtp)Ip=0.5*(Vin-Vtp-Vdd)exp2 - (Vin-Vtp-Vout)exp2 （VinVout+Vtp) 4,或非門和與非門CMOS或非門雖然該電路的輸入輸出之間為或非關系，不受器件尺寸的影響。但由于兩個輸入有四種不同的信號組合，不可能使所有輸入條件下，都獲得對稱的輸出驅動特性。一種設計策略是盡可能使最壞工作條件下的驅動能力能夠與標準的反相器相同。標準的反相器設計是Wp/ Wn=n / p 2.5 (Lp = Ln)或非門最壞的工作條件是二輸入同為0和同為1造成的驅動

10、能力不對稱，此時，可以把MOS管等價為電阻加上開關。Ip / In Vdd/(2*Rp) / 2*Vdd / Rn = Rn/4*Rp所以，下拉管設計小為最小尺寸的溝長Ln和Wn， 上拉管的尺寸是Lp=Ln，Wp= 4*2.5Wn這種設計下，將使最壞工作條件下的驅動對稱性與標準的反相器相同。 信號的傳輸延遲：一個集成數字電路的延遲時間主要包括兩個部分：門延遲和互連線的延遲。門延遲是指信號從輸入該門到輸出所需的時間延遲，是系統基本構件的重要參數；互連線延遲是指集成電路內部門與門之間連線的分布參數引起的延時。 CMOS反向器的延遲：延遲時間td為輸入電壓變化到50%Vdd的時刻到輸出電壓變化到50%Vdd的時刻之間的間隔。也可以看為信號從輸入到輸出的邏輯轉移時間。上升時間tr為信號電平從0.1Vdd上升到0.9Vdd所需的時間，下降時間tf為信號電平從0.9Vdd下降到0.1Vdd所需的時間。反相器的負載電容為 CCgn +ox*Wn*Ln +ox*Wp*Lp 連線延遲：集成電路芯片上的門與門之間的連線形成互連電容和互連電阻。芯片的金屬