1、課程設計基本要求課程設計是工科學生十分重要的實踐教學環節，通過課程設計，培養學生綜 合運用先修課程的理論知識和專業技能，解決工程領域某一方面實際問題的能力。 課程設計報告是科學論文寫作的基礎，不僅可以培養和訓練學生的邏輯歸納能力、 綜合分析能力和文字表達能力，也是規范課程設計教學要求、反映課程設計教學 水平的重要依據。為了加強課程設計教學管理，提高課程設計教學質量，特擬定 如下基本要求。1. 課程設計教學一般可分為設計項目的選題、項目設計方案論證、項目設計 結果分析、答辯等4個環節，每個環節都應有一定的考核要求和考核成績。2. 課程設計項目的選題要符合本課程設計教學大綱的要求，該項目應能突出學

2、生實踐能力、設計能力和創新能力的培養；該項目有一定的實用性，且學生通 過努力在規定的時間內是可以完成的。課程設計項目名稱、目的及技術要求記錄 于課程設計報告書一、二項中，課程設計項目的選題考核成績占10%左右。3. 項目設計方案論證主要包括可行性設計方案論證、從可行性方案中確定最佳方案，實施最佳方案的軟件程序、硬件電路原理圖和PCB圖。項目設計方案論證內容記錄于課程設計報告書第三項中，項目設計方案論證主要考核設計方案的 正確性、可行性和創新性，考核成績占 30%左右。4. 項目設計結果分析主要包括項目設計和制作結果的工藝水平，項目測試性 能指標的正確性和完整性，項目測試中出現故障或錯誤原因的分

3、析和處理方法。項目設計結果分析記錄于課程設計報告書第四項中，考核成績占25%左右。5. 學生在課程設計過程中應認真閱讀和本課程設計項目相關的文獻，培養自己的閱讀興趣和習慣，借以啟發自己的思維，提高綜合分和理解能力。文獻閱讀 摘要記錄于課程設計報告書第五項中，考核成績占10%左右。6. 答辯是課程設計中十分重要的環節，由課程設計指導教師向答辯學生提出 23個問題，通過答辯可進一步了解學生對課程設計中理論知識和實際技能掌握 的程度，以及對問題的理解、分析和判斷能力。答辯考核成績占 25%左右。7. 學生應在課程設計周內認真參加項目設計的各個環節，按時完成課程設計 報告書交給課程設計指導教師評閱。課

4、程設計指導教師應認真指導學生課程設計 全過程，認真評閱學生的每一份課程設計報告，給出課程設計綜合評閱意見和每 一個環節的評分成績（百分制），最后將百分制評分成績轉換為五級分制（優秀、 良好、中等、及格、不及格）總評成績。8. 課程設計報告書是實踐教學水平評估的重要資料，應按課程、班級集成存 檔交實驗室統一管理。、課程設計項目名稱雙閉環邏輯無環流直流可逆調速系統設計、項目設計目的及技術要求設計目的設計雙閉環邏輯無環流直流可逆調速系統，分析系統工作原理，掌握調 節器的工程設計方法。技術要求及初始條件：1直流電機額定參數:Un 二220V, In= 140A ,1100 r/min, Ra= 0.4

5、Q電機過載倍數入=1.4。2測速發電機參數：23W, 110V, 0.21A, 1900 r/min，永磁式。3. 主電路采用三相全控橋，交叉連接，進線交流電源：三相380V。4. 穩態無靜差，轉速超調量不超過 10%，電流超調量不超過5%。 設計任務：1. ASR及其反饋電路設計。2. ACR及其反饋電路設計。3. 無環流邏輯控制器DLC設計。4. 主電路及保護電路設計。5. 集成觸發電路設計。6.提供系統總電路圖。設計要求：1 對系統設計方案的先進性、實用性和可行性進行論證，說明系統工作原理。2. 畫出單元電路圖，說明工作原理，給出系統參數計算過程。3. 對項目設計結果進行分析。3. 畫出

6、整體電路原理圖，圖紙、元器件符號及文字符號符合國家標準。4. 課程設計說明書應嚴格按統一格式打印，資料齊全，堅決杜絕抄襲，雷同現象三、項目設計方案論證（可行性方案、最佳方案、軟件程序、硬件電路 原理圖和PCB圖）1方案選擇1.1方案一：采用單閉環直流調速系統但因為在單閉環系統中不能隨心所欲地控制電流和轉矩的動態過程。在單閉環直流調速系統中，電流截止負反饋環節是專門用來控制電流的，但它只能在超過臨界電流值Ider以后，靠強烈的負反饋作用限制電流的沖擊，并不能很理想地控制電流的動態波形。帶電流截止負反饋的單閉環直流調速系統起動過程中，起動電流達到最大值Idm后，受電流負反饋的作用降低下來，電機的電

7、磁轉矩也隨之減小，加速過程延長。1.2方案二：采用帶電流截止負反饋的有環流調速系統帶電流截止負反饋的系統可以解決反饋閉環系統調速系統的起動和堵轉時電流過大問題，而且該量只在起動和堵轉時存在，在正常運行時就取消，且電流隨著負載增減。有環流調速系統中的環流雖然可以對電動機和負載造成負擔，但是只要合理的對環流進行控制，保證晶閘管的安全工作，可以利用環流作為流過晶閘管的基本負載電流，使電動機在空載或 輕載時可工作在晶閘管裝置的電流連續區，以避免電流斷續引起的非線性對系統性能的影響。1.3方案三：米用轉速電流雙閉環的無環流調速系統轉速、電流雙閉環控制的直流調速系統是使用最廣性能很好的直流調速系統。采用轉

8、速負反 饋和pi調節器的單閉環直流調速系統可以在保證系統穩定的前提下實現轉速無靜差，而在此甚 礎上再加中電流負反饋，則可使系統的電流不能無限制的增加，而當系統在最大電流（轉矩）受 限制時，調速系統所能獲得的最快的起動過程。由此可知，雙閉環使得系統的調速性能大大提高。帶電流截止負反饋的調速系統雖然能大大改善系統在起動和堵轉時的性能，但實際上由于其實質是電流和轉速共用一個調節器，所以在實際生產過程中，電流和轉速之間出現互相扯皮的現象， 不能在根本上解決問題。邏輯無環流可逆調速系統是目前在生產中使用最為廣泛的可逆系統。由于無環流，所以不在設置環流電抗器。但為保證穩定運行時電流波形的連續，仍保留平波電

9、抗器 Ld。所以它兼有無環流和電流波形連續的特點，所以比直流平均環流和配合控制有更好的效果。綜上所述，且因為課程設計要求，故選擇方案三。下面對方案三進行詳細說明。2邏輯無環流可逆直流調速系統工作原理邏輯無環流可逆直流調速系統的原理框圖如下圖1所示。圖1邏輯無環流可逆直流調速系統原理框圖ASR 速度調節器ACR1、ACR2 正、反組電流調節器GTF、 GTR正反組整流裝置VF、VR正反組整流橋DLC無環流邏輯控制器TA 交流互感器TG 測速發電機M 工作臺電動機AR 反號器主電路采用兩組晶閘管裝置反并聯線路,由于沒有環流，不用再設置環流電抗器，但是為了保證運行時電流波形的連續性，應保留平波電抗器

10、。控制線路采用典型的轉速、電流雙閉環控制系統，電流環分設兩個電流調節器ACR1和ACR2，ACR1用來控制正組觸發裝置，ACR2控制反組觸發裝置，ACR1的給定信號Ui*經反向器AR同時作為ACR2的給定信號Ui* ,這樣就可以 使電流反饋信號 Ui*的極性在正轉和反轉時都不用改變，從而可采用不反應電流極性的電流檢測器，即交流互感器和整流器。由于在主電路中不設均衡電抗器，一旦出現環流將造成嚴重的短路事故，所以對工作時的可靠性要求特別高，為此在系統中加入了無環流控制器DLC ,以保證系統的可靠運行，所以 DLC是系統中的關鍵部件。它按照系統的工作狀態，指揮系統進行自動切換， 或者允許正組觸發裝置

11、發出觸發脈沖而封鎖反組，或者允許反組觸發裝置發出觸發脈沖而封鎖正組。在任何情況下，決不允許兩組晶閘管同時開放，確保主電路沒有產生環流的可能。3電路設計3.1電流調節器設計電流調節器參數的計算由已知條件計算電樞回路總電感量L取 L=0.0063HL=0.693 -=0.693=6.3mHIdminJ3 "40X0.1則勵磁時間常數 Tl=0.0158s丁 L 0.0063HTi =R0.4'.1計算電動機電動勢系數 CeCeUn 1 N RanN220 -140 0.41100=0.149 v r/min計算電流反饋系數J 10=10= 0.0476V/A1.5In 1.5 1

12、40計算轉速反饋系數=10= 10 =0.009V/A nN 1100確定時間常數 整流裝置滯后時間常數 Ts。取三相橋式電路的平均失控時間為Ts = 0.0017s。T、i=Ts J = 0.0037s。 整流濾波時間常數Toi。由條件可知 Toi = 0.002s 電流環小時間常數之和Ti。按小時間常數近似處理，取選擇電流調節器結構根據設計要求，并保證穩態電流無差，可按典型I型系統設計電流調節器。電流環控制對象是雙慣性的，因此可用PI型電流調節器，其傳遞函數為:WACR (S)二K, iS 1)jST _ 0.0158T j _ 0.0037檢查對電流電壓的抗擾性能:T1T1111m =T

13、2T25102030ACmax 匯 100%Cb55.5%33.2%18.5%12.9%tm/T2.83.43.84.0tv/T14.721.728.730.4= 4.27表1 典型I型系統動態抗擾性能參照表1典型I型系統動態抗擾性能，各項指標都是可以接受的。計算電流調節器參數電流調節器超前時間常數：-i =T| =0.0158s參數關系KT0.250.390.500.691.0阻尼比匸1.00.80.7070. 60. 5超調里c0%1.5%4.3%9.5%16.3%上升時間trQO6.6 T4.7T3.3T2.4T峰值時間tpQO8.3 T6.2T4.7T3.6T相角穩定裕度y76.3 ：

14、69.9 ：65.5 ：59.2 ：51.8：截止頻率軋0.243/T0.367/T0.455/T0.596/T0.786/T表2 典型I型系統動態跟隨性能指標和頻域指標和參數的關系電流開環增益：要求 G -5%時，按表2,應取KiB =0.50.5Z0.00匸13曲已 ACR的比例系數為是，iiJ135.1 °.°158 °.仁0.448Ks -40 0.0476校驗近似條件電流環截止頻率:Wcj = K0.0037(1) 閘管整流裝置傳遞函數的近似條件11js 196.078s:ci3Ts 3 0.0017(2) 忽略反電動勢變化對電流環動態影響的條件! 1

15、- : 1(3) 電流環小時間常數近似處理條件3'TsToi 一30.0017 0.002oiCZZJ圖2PI型電流調速器如圖2所示Kj =昱 玄=R C iT° i = 1 R 0C ° i 取 R)=40k 0，則R04R= KiR° = 0.448 況40 =17.92k0，取20kQG = i = 0.01583 =0.7卄，取 0.8FR 20"0is28.35( 0.0158s 1)計算調節器電阻和電容3.2轉速調節器設計確定時間常數電流環等效時間常數1/ KI :有前面的計算可得1 20=2 0.0037s =0.0074sKi轉速

16、濾波時間常數T°n :有條件可知Ton二0.01 o1轉速環時間常數 T升：按小時間常數近似處理，取Tyn =丄+Ton=0.0074s+0.01 =0.0174一- Ki選擇轉速調節器結構按照設計要求，選用 PI調節器，其傳遞函數表達式為Wasr(S)=竺口計算轉速調節器參數按跟隨和抗擾性能都比較好的原則，取h =5,則ASR的超前時間常數為n 二 hT n = 5 0.0174 = 0.087s轉速開環增益knh +1Kn 222hT、n= =396.35s2 50.0174ASR的比例系數Kn(h 1) GTm2h： RT n(5 1) O.。476 O.149 O.182.2

17、3s2 5 0.009 0.4 0.0174檢驗近似條件由公式 K = 1 'c可得轉速環截止頻率為K11cn n = Kn n =396.35 0.087s=34.48s_'1(1)電流環傳遞函數簡化條件為二 13 ' 0.0037135.1 s'= 63.695s*1 Ki3Ton(2)轉速環小時間常數近似處理條件為1 135.1sJ =38.74 cn3 0.01均滿足近似要求。325計算調節器電阻和電容u* 豊a1n =RnCn，G = 1 RoCon，K4RnCn©2* J2圖3RnRo二 KnR0 =12.23 40k=489.2心， n

18、0.087n3 JF = 0.174，Rn 500 10PI型轉速調節器取 R。=40K| ,則取 500k1，取0.2取 rF 。Conh345678910a52.6%r 43.6%r 37.6%33.2%29.8%27.2%25.0%23.3%tr/T2.402.652.853.03.13.23.33.35ts/T12.1511.659.5510.4511.3012.2513.2514.20k32211111=理=4平F,R040 10校核轉速超調量表3典型II型系統階躍輸入跟隨性能指標當h =5時，由表3得，二n =37.6%，不能滿足設計 二n乞10%的要求。實際上，由于表3是按線性系

19、統計算的，而突加階躍給定時，ASR飽和，不符合線性系統的前提，應該按 ASR退飽和的情況計算超調量。F面對轉速調節器退飽和時轉速超調量的計算:設理想空載啟動時z = 0，Cmax =81.2% ，Cb帶入cn嚴 =2(4)。Cb nCbn Tm140 0.4可得s ="81.2%“斗帛汁罟務7.51。1。可以滿足設計要求。3.3無環流邏輯控制器DLC設計331無環流邏輯裝置的組成在無環流控制系統中，反并聯的兩組整流橋需要根據所要求的電樞電流極性來選擇其中一組整流橋運行，而另一組整流橋觸發脈沖是被封鎖的。兩組整流橋的切換是在電動機轉矩極性需 要反向時由邏輯裝置控制進行的。其切換順序可歸

20、納如下： 由于轉速給定變化或負載變動，使電動機應產生的轉矩極性反向。 由轉速調節器輸出反映這一轉矩的極性，并由邏輯裝置對該極性進行判斷，然后發出切換 開始的指令。 使導通側的整流橋（例如正組橋）的電流迅速減小到零。 由零電流檢測器得到零電流信號后，經35ms延時，確認電流實際值為零，封鎖原導通側整流橋的觸發脈沖。 由零電流檢測器得到零電流信號后，經10ms延時，確保原導通側整流橋晶閘管完全阻斷后，開放待工作側整流橋（例如反組橋）的觸發脈沖。 電樞內流過和切換前反方向的電流，完成切換過程。根據邏輯裝置要完成的任務，它由電平檢測、邏輯判斷、延時電路和聯鎖保護電路四個基本環節組成，邏輯裝置的功能和輸

21、入輸出信號如圖4所示。囂igDLC環流邏零電流輯控制DLC輸入為電流給定或轉U 1和反組矩極性鑒別信號Ui和零電流檢測信號Ui0，輸出是控制正組晶閘管觸發脈沖封鎖信號晶閘管觸發脈沖封鎖信號 u2。332無環流邏輯裝置的設計 電平檢測器邏輯裝置的輸入有兩個：一是反映轉矩極性信號的轉速調節器輸出U*，二是來自電流檢測裝置反映零電流信號的 Uio，他們都是連續變化的模擬量，而邏輯運算電路需要高、低電位兩個 狀態的數字量。電平檢測器的任務就是將模擬量轉換成數字量，也就是轉換成“0”狀態（將輸入轉換成近似為0V輸出）或“ 1”狀態（將輸入轉換成近似為15V輸出）。采用射極偶合觸發器作電平檢測器。為了提高

22、信號轉換的靈敏度，前面還加了一級差動放大和一級射極跟隨器。其原理圖見圖5。O Use測器輸入輸出轉矩極性鑒別為轉速調節器圖5電平檢測器原理圖電平檢測器的輸入輸出特性如圖6所示，具有回環特性。由于轉速調節器的輸出和電流檢測裝置輸出都具有交流分量，除入口有濾波外，電平檢測需要具有一定寬度的回環特性，以防止由于交流分量使邏輯裝置誤動作，本系統電平檢測回環特性的動作電壓Ur1 =l00mV，釋放電壓Ur2 =80mV。調整回環的寬度可通過改變射極偶合觸發器的集電極電阻實現。圖6 電平檢特性器的輸入信號 的輸出U*，其 輸出為Ut。電機正轉時Ui為負,Ut為低電位（“ 0”態）,反轉時U i為正，U t

23、為高電位（“ 1” 態）。零電流檢測器的輸入信號為電流檢測裝置的零電流信號Ui0,其輸出為U。有電流時ui0為正，U I為高電位（“ 1”態），無電流時u i0為0, U I為低電位（“ 0”態）。 邏輯運算電路的輸入是轉速極性鑒別器的輸出u T和零電流檢測器輸出U丨。系統在各種運行狀態時，Ut和U|有不同的極性狀態（“0”態或“ 1 ”態）根據運行狀態的要求經過邏輯運算電路切換其輸出去封鎖脈沖信號的狀態（“ 0”態或“1”態），由于采用的是鍺管觸發器，當封鎖信號為 正電位（“ 1”態）時脈沖被封鎖，低電位（“ 0”態）時脈沖開放。利用邏輯代數的數學工具， 可以設計出具有一定功能的邏輯運算電路

24、。-,f tt*設正轉時u i為負，Ut為“ 0 ”；反轉時ui為正，Ut為“ 1 ”；有電流時u i為正，U I為 “1” ；無電流時u；為負，U|為“ 0”。u 1代表正組脈沖封鎖信號，U1為“ 1 ”時脈沖封鎖，U 1為“ 0”時脈沖開放。U 2代表反組脈沖封鎖信號，U2為“ 1”時脈沖封鎖，U2為“ 0”時脈沖開放。u T、u I、U 1、U 2 表示 “ 1”，U T、U|、U1、U 2 表示“ 0 ”。按系統運行狀態，可列出各量要求的狀態，如表4所示，并根據封鎖條件列出邏輯代數式。根據正組封鎖條件：uuTuIu2 uTuIu2 uTuIu2根據反組封鎖條件：U2 二 UtUiU1

25、UtU iU1 UtUiU1運行狀態UtU|U1U2正向起動，1=00001正向運行，1有0101正向制動，1有1101正向制動，1=01010反向起動，1=01010反向運行，1有1110反向制動，I有0110反向制動，I = 00001表4邏輯判斷電路各量要求的狀態邏輯運算電路采用分立元件，用或非門電路較簡單，故將上述式子最小化，最后化成或非門 的形式。U1 =UTU2 UTUIU2 =U2(UT UTU 卄 U2(Ut U=U2 (Ut ujU 2 =UtUi UtUiUi = U i(U t U tU i ) = U i (U t Ui=Ui (Ui Ut)根據上述式子可畫得邏輯運算電

26、路，如圖7所示，它由四個或非門電路組成。 依靠它來保證兩組整流橋的互鎖，并自動實現零電流時相互切換。圖8或非門電現在要求 切換到反組，首 號改變極性，“1”，在正組圖7邏輯運算電路現舉例說明其切換過程，例如，整流裝置原來正組工作，這時邏輯電路各點狀態如圖8中“1”、“ 0” 所示。路整流裝置從正組先是轉矩極性信Ut由“ 0”變到電流未衰減到 0以前，邏輯電路的輸出仍維持原狀(U!為“ 0”，正組開放。U2為“ 1 ”，反組封鎖)。只有當正組電流衰減到零，零電流檢測器的狀態改變后，邏輯電路輸出才改變狀態，實現零電流切換，這是邏輯電路各點狀態如圖3-4所示。或非門電路如圖 3-5所示。采用鍺二極管

27、 2AP13和硅開關三極管3DK4C是為了減小正向管壓降。 延時電路前面的邏輯運算電路保證零電流切換，但僅僅采用零電流切換是不夠的。因為零電流檢測裝置的靈敏度總是有限的，零電流檢測裝置變成“ 0”態的瞬間，不一定原來開放組的晶閘管已經 斷流。因此必須在切換過程中設置兩段延時即封鎖延時和開放延時，避免由于正反組整流裝置同 時導通而造成短路。根據這個要求，邏輯裝置在邏輯電路后面接有延時電路。延時電路如圖9所示，其工作原理如下：當延時電路輸入為“ 0”時，輸出亦為“ 0”態（BGi 截止、BG2導通），相應的整流橋脈沖開放。當輸入由“0”變為“ 1 ”時，電容經Ri充電，經一定延時后，BGi導通，B

28、G2截止，即輸出由“ 0”延時變“ 1 ”。相應的整流橋脈沖延時封鎖。 其延時時間由R1C決定，這里整定為3ms。當輸入出“ 1”變“ 0”時，電容C的電荷要經過R2和 BGi基射極回路放電，經一定延時后，BG1截止，BG2導通，即輸出由“ 1 ”延時變“ 0 ”。相應的整流橋脈沖延時開放。其延時時間由CR2參數決定，這里整定為10ms，這樣就滿足了“延時3ms封鎖”、“延時10ms開放”的要求。 邏輯保護邏輯電路正常工作，兩個輸出端總是一個高電位，一個低電位，確保任何時候兩組整流一組 導通，另一組則封鎖。但是當邏輯電路本身發生故障，一旦兩個輸出端均出現低電位時，兩組整 流裝置就會同時導通而造

29、成短路事故。為了避免這種事故，設計有邏輯保護環節，如圖10所示。邏輯保護環節截取了邏輯運算電路經延時電路后的兩個輸入信號作為一個或非門的輸入信號。當正常工作時，兩個輸入信號總是一個是高電位，另一個是低電位。或非門輸出總是低電位,它不影響脈沖封鎖信號的正常輸出，但一旦兩個輸入信號均為低電位時，它輸出一個高電位，同 時加到兩個觸發器上，將正反兩組整流裝置的觸發脈沖全部封鎖了，使系統停止工作，起到可靠 的保護作用。10保置圖電測、邏圖輯裝構由檢輯運算電路、延時電路、邏輯保護四部分就構成了無環流邏輯裝置。其結構如圖11所示。圖11無環流邏輯裝置結構圖3.4主電路設計圖12邏輯無環流可逆直流調速系統主電

30、路邏輯無環流可逆直流調速系統的主電路如圖12所示,兩組橋在任何時刻只有一組投入工作（另一組關斷），所以在兩組橋之間就不會存在環流。但當兩組橋之間需要切換時，不能簡單的 把原來工作著的一組橋的觸發脈沖立即圭寸鎖，而同時把原來圭寸鎖著的一組橋立即開通，因為已經 導通的晶閘管并不能在觸發脈沖取消的一瞬間立即被關斷，必須待晶閘管承受反壓時才能關斷。 如果對兩組橋的觸發脈沖的封鎖和開放同時進行，原先導通的那組橋不能立即關斷，而原先封鎖 著的那組橋已經開通，出現兩組橋同時導通的情況，因沒有環流電抗器，將會產生很大的短路電 流，把晶閘管燒毀。為此首先應是已導通的的晶閘管斷流，要妥當處理主回路中的電感儲存的一

31、 部分能量回饋給電網，其余部分消耗在電機上，直到儲存的能量釋放完，主回路電流變為零，使 原晶閘管恢復阻斷能力，隨后再開通原來封鎖著的那組橋的晶閘管，使其觸發導通。3.5保護電路設計過電流保護由于過載、直流側短路、逆變失敗、環流和交流側短路等原因會引起系統過流而損壞可控硅。系統采用了三種保護措施：電流調節器限流，電流整定值為250A， 過流保護環節，整定值為350A,快速熔斷器；對直流回路和每個可控硅元件設快速熔斷作最后一道過流保護。它可 以在沖擊電流很大，沖擊時間又很短的情況下保護設備，從而使系統運行安全、可靠、操作方便。過流保護環節的電路如圖 13所示。在系統正常工作時，電流檢測裝置輸出電壓

32、小于14V （相當于主回路電流350A),穩壓管DW不導通。BG1截止，繼電器J0釋放，BG2導通，BG3截止，發射極輸出零電位，不影響正反組晶閘管整流裝置的正常工作。當主回路電流超過350A時，電流檢測裝置輸出大于14V,穩壓管DW被雪崩擊穿，BG1導通，BG2截止，BG3導通，發射極輸出高 電位+15V,同時封鎖正反兩組觸發器的脈沖。當BG1導通時繼電器J0得電吸合。一方面自鎖，另一方面使繼電器 J!得電吸合，J!在交流側線路接觸器 S-B線圈中的常閉觸頭打開，使S-B跳閘，切斷主回路交流電源。 改變電阻R1和R2數值或選擇不同穩壓值的穩壓管DW即可整定不同的跳閘電流。4-15V OJoR

33、2D1羅2CF12 |''2K2CP12 R3 IF10KJ° R4圖13過流保護J16-15V環節過電壓保護開關穩壓器的過電壓保護包括輸入過電壓保護和輸出過電壓保護。開關穩壓器所使用的未穩壓直流電源諸如蓄電池和整流器的電壓如果過高 ，使開關穩壓器不能正常工作，甚至損壞內部器 件,因此，有必要使用輸入過電壓保護電路。用晶體管和繼電器所組成的保護電路如圖14所示。圖14輸入過電壓保護在該電路中，當輸入直流電源的電壓高于穩壓二極管的擊穿電壓值時，穩壓管擊穿，有電流流過電阻R,使晶體管 V導通，繼電器動作，常閉接點斷開，切斷輸入。其中穩壓管的穩壓值5V的開Vz=ESrmax

34、 UBE。輸入電源的極性保護電路可以跟輸入過電壓保護結合在一起，構成極性保護鑒別和過電壓保護電路。輸出過電壓保護在開關穩壓電源中是至關重要的。特別對輸出為關穩壓器來說，它的負載是大量的高集成度的邏輯器件。如果在工作時，開關穩壓器的開關三極管,瞬時造成很大的損失。 常用突然損壞，輸出電位就可能立即升高到輸入未穩壓直流電源的電壓值的方法是晶閘管短路保護。最簡單的過電壓保護電路如圖15所示。圖15簡單的輸出過電壓保護當輸出電壓過高時，穩壓管被擊穿，觸發晶閘管導通，把輸出端短路，造成過電流，通過保險絲或電路保護器將輸入切斷，保護了負載。這種電路的響應時間相當于晶閘管的開通時間，約為510卩s。它的缺點

35、是動作電壓是固定的，溫度系數大，動作點不穩定。另外，穩壓管存在著參數的 離散性，型號相同但過電壓起動值卻各不相同，給調試帶來了困難。圖16輸出過電壓保護圖16是改進后的電路。其中R1、R2是取樣電路，Vz是基準電壓。輸出電壓Esc突然升高，晶體管V1、V2導通，晶閘管就導通。基準電壓Vz由式Esc=(R1 + R2)(Vz + UBEI)/R1 ，來確定，UBE偽V1的發射結(BE)電壓降。本電路的動作電壓可變，并且動作點相當穩定。當穩壓管為 7V時，其溫度系數和晶體管 V1的發射結(BE)電壓的溫度系數可以抵消，能使溫度系數降得很 低。但是對于輸出為 55.5V的直流開關穩壓器來說，其常用的

36、動作電壓是 5.56V。那么穩壓 管電壓必在 3.5V以下，此電壓附近的穩壓管的溫度變化系數是一20一30mV/C。因此，溫度變化大的場合保護電路還會發生誤動作。采用集成電路電壓比較器來檢測開關穩壓器的輸出電壓， 是目前較為常用的方法，利用比較器的輸出狀態的改變跟相應的邏輯電路配合，構成過電壓保護 電路，這種電路既靈敏又穩定。3.6集成觸發電路設計觸發電路采用集成移相觸發芯片TC787,和TCA785及KJ （或KQ系列移相觸發集成電路相比，具有功耗小、功能強、輸入阻抗高、抗干擾性能好、移相范圍寬、外接元件少等優點。只需要一塊這樣的集成電路，就可以完成三塊TCA785和一塊KJ041、一塊KJ

37、042器件組合才能具有的由圖可見：在它的內部集成了三個過零和極性檢測單元、三個鋸齒波形成單元、 三個比較器、一個脈沖發生器、一個抗干擾鎖定電路、一個脈沖形成電路、一個脈沖分配及驅動電路。引腳18、I、2分別為三相同步電壓 Va、Vb、Vc輸人端。引腳16、15和14分別為產生相對于 A、B和C三相同步電壓的鋸齒波充電電容連接端。電 容值大小決定了移相鋸齒波的斜率和幅值。引腳13為觸發脈沖寬度調節電容Cx,該電容的容量決定著 TC787輸出脈沖的寬度，電容的容量越大，輸出脈沖寬度越寬。引腳5為輸出脈沖禁止端，該端用來在故障狀態下封鎖TC787的輸出，高電平有效。引腳4為移相控制電壓輸入端。該端輸

38、入電壓的高低，直接決定著TC787輸出脈沖的移相范圍。引腳12、10、8、9、7和11是脈沖輸出端。其中引腳12、10和8分別控制上半橋臂的A、BC相晶閘管；引腳9、7和11分別控制下半橋臂的A、B和C相晶閘管。正組晶閘管觸發電路原理圖如圖18所示，反組的和正組相同。20k三相同步變壓器182Dk 12V 173Ublf o12V 6UcfVACAVBCBVCccexVDDAVSS-APCEPI-B CVR-CTC7B7VF16141513121 A1 FWE7弋s: C, -Cn圖18正組觸發電路原理圖四、項目設計結果分析（分析試驗過程中獲得的數據、波形、現象或問 題的正確性和必然性，分析產

39、生不正確結果的原因和處理方法）雙閉環調速系統的起動過程：設置雙閉環控制的一個重要目的就是要獲得接近理想起動過程，閉環直流調速系統突加給定電壓U：由靜止狀態起動時，轉速和電流的動態過程示于圖19。圖19雙閉環直流調速系統起動時的轉速和電流波形由于在起動過程中轉速調節器ASR經歷了不飽和、飽和、退飽和三種情況，整個動態過程就分成圖中標明的I、II、山三個階段。第I階段-電流上升的階段 （0 _tj突加給定電壓Un后，Id上升，當Id小于負載電流Idl時，電機還不能轉動。當Id _ Idl后，電機開始起動，由于機電慣性作用，轉速不會很快增長，因而轉速調節器ASR的輸入偏差電壓的數值仍較大，其輸出電壓

40、保持限幅值Uim，強迫電流Id迅速上升直到，I d =1 dm， u i =U im電流調節器很快就壓制I d 了的增長，標志著這一階段的結束。在這一階段 中，ASR很快進入并保持飽和狀態，而 ACR一般不飽和。第II階段-恒流升速階段館_t2）在這個階段中，ASR始終是飽和的，轉速環相當于開環，系統成為在恒值電流Uim給定下的電流調節系統，基本上保持電流Id恒定，因而系統的加速度恒定，轉速呈線性增長。和此同時，電機的反電動勢E也按線性增長，對電流調節系統來說，E是一個線性漸增的擾動量，為了克服它的擾動，Ud0和Uc也必須基本上按線性增長，才能保持Id恒定。當ACR采用PI調節器時，要使其輸出量按線性增長，其輸入偏差電壓必須維持一定的恒值，也就是說，Id應略低于Idm，恒流升速階段是起動過程中的主要階段。第III階段-轉速調節階段 （t2 _t3）當轉速上升到給定值時，轉速調節器ASR的輸入偏差減少到零，但其輸出卻由于積分作用還維持在限幅值Ui*m，所以電機仍在加速，使轉速超調。轉速超調后，ASR輸入偏