1、精選優質文檔-傾情為你奉上Home work1) Redo the example, but the cutoff frequency and stopband frequency change to 75+0.7=75.7MHz and 100+0.7=100.7MHz, respectively, and calculate its frequency responding curve by using ABCD matrix. 解：一.最平坦響應低通濾波器(1) 根據公式，以及題目要求在100.7MHz處衰減20dB，查表可得滿足此要求的最平坦響應低通濾波器的階數為N=8.(2) 最大平

2、滑原型低通濾波器的參數為Ng1g2g3g4g5g6g7g8g980.39021.1111.6631.9621.9621.6631.1110.39021.000(3)選用電容輸入型電路，經過阻抗和頻率變換后的實際電感電容值為：C1L2C3L4C5L6C7L816.42p116.8n69.96p206.4n82.54p174.9n46.74p41.04n用ADS得到以下仿真模型及結果：從上圖可以看出在100MHz處沒有達到20dB的衰減，應該是由階數N的選取不當導致的，故使N=9重新做最大平滑原型低通濾波器的參數為：g1g2g3g4g5g6g7g8g9g100.347311.53211.87942

3、1.87941.532110.34731選用電容輸入型電路，經過阻抗和頻率變換后的實際電感電容值為：C1L2C3L4C5L6C7L8C914.75p106.2n65.06p199.5n84.93p199.5n65.06p106.2n14.75p用ADS得到以下仿真模型及結果：用MATLAB編程畫出幅頻響應圖，程序和結果如下：close allclear allZ0=50C1=14.75*10(-12);L2=106.2*10(-9);C3=65.06*10(-12);L4=199.5*10(-9);C5=84.93*10(-12);L6=199.5*10(-9);C7=65.06*10(-12

4、);L8=106.2*10(-9);C9=14.75*10(-12);h=zeros(1,500);c=;for i=1:1:501f=0.2*i;A1=1 0;j*2*pi*f*C1*c 1;A2=1 j*2*pi*f*L2*c;0 1;A3=1 0;j*2*pi*f*C3*c 1;A4=1 j*2*pi*f*L4*c;0 1;A5=1 0;j*2*pi*f*C5*c 1;A6=1 j*2*pi*f*L6*c;0 1;A7=1 0;j*2*pi*f*C7*c 1;A8=1 j*2*pi*f*L8*c;0 1;A9=1 0;j*2*pi*f*C9*c 1;A=A1*A2*A3*A4*A5*A6

5、*A7*A8*A9;S=ABCD_to_S(A,Z0);h(i)=20*log10(abs(S(2,1);endf=0:0.2:100;plot(f,h)grid onxlabel(頻率(MHz);ylabel(衰減(dB);以上程序的運行借用了老師給的函數ABCD_to_S.m二用同樣的方法得到1dB等波紋原型低通濾波器的ADS仿真模型以及結果如下：三同理可得9階線性相移低通濾波器的ADS仿真模型以及結果：2) Design a LC 0.1 dB ripple elliptic function LPF(Zo=50 ohm) with 75+0.7=75.7MHz cutoff frequ

6、ency and at least 35dB attenuation at 98+0.7=98.7MHz. and calculate its frequency responding curve by using ABCD matrix解：根據課本P43頁提供的N=5時橢圓函數低通原型濾波器的表格可知，故可以用第一行的數據計算：用公式可以得到實際的LC的值，如下：c1c2L2c3c4L4c541.10pF9.676pF119.8nH62.69pF31.22pF74.04nH29.49pF用ADS得到以下仿真模型及結果：從上圖可以看出在98.7MHz處并沒有達到35dB的衰減，理論上是可以達到

7、的，可能由于計算參數時四舍五入使得LC的值不夠準確導致的。用MATLAB編程得到頻響與相響程序以及結果如下：close allclear allZ0=50C1=41.10*10(-12);C2=9.676*10(-12);L2=119.8*10(-9);C3=62.60*10(-12);C4=31.22*10(-12);L4=74.04*10(-9);C5=29.49*10(-12);h=zeros(1,500);p=zeros(1,500);c=;for i=1:1:501f=0.2*i;A1=1 0;j*2*pi*f*C1*c 1;A2=1 1/(1/(j*2*pi*f*L2*c)+j*2

8、*pi*f*C2*c);0 1;A3=1 0;j*2*pi*f*C3*c 1;A4=1 1/(1/(j*2*pi*f*L4*c)+j*2*pi*f*C4*c);0 1;A5=1 0;j*2*pi*f*C5*c 1;A=A1*A2*A3*A4*A5;S=ABCD_to_S(A,Z0);h(i)=20*log10(abs(S(2,1);p(i)=angle(S(2,1);endf=0:0.2:100;plot(f,h)grid onxlabel(頻率(MHz);ylabel(衰減(dB);figure(2)plot(f,p)grid onxlabel(頻率(MHz);ylabel(phase(S(

9、21);由上圖比較可以看出和用ADS做出來的圖形是一樣的。注：橢圓函數濾波器頻率取值大一點以看到阻帶內的波紋。0.在微帶基板上設計一個巴特沃斯低通濾波器，其截止頻率為1.665GHz，在2倍截止頻率處的衰減大于20dB。微帶基板參數r=4.2, h=1.45mm, t=0.035mm；要求用matlab計算及ads仿真兩種方式給出頻率響應。并比較分布參數與集總參數響應，說明其不同的理由.解：步驟1.根據頻點2處衰減大于20dB，查表可知濾波器階數為N=4；rG=1L2=1.848C1=0.7654rL=1L4=0.7654C3=1.848 步驟2.由Richards變換將原濾波器中的電容電感用

10、傳輸線代替，然后根據Kuroda規則將串聯傳輸線等效為并聯傳輸線；得到電路的拓撲結構如下：；rL=1rG=1ZUE2ZUE3ZUE1Z3Z2Z4Z1 步驟3.將上一步中的阻抗進行反歸一化，并根據微帶參數確定實際倒帶的寬度和長度。Z1Zue1Z2Zue2Z3Zue3Z4特性阻抗138.27578.3226.765114.0892.488.27115.325寬度0.188111.20477.23020.414650.798010.900.39898長度13.48512.92111.92313.29713.0813.03713.307 步驟4.用ADS進行仿真。 上圖分別為ADS仿真的濾波器幅度響應

11、和相位響應，由此可以看出設計基本滿足要求。用matlab仿真結果如下（程序見附件）：同樣用集總參數器件設計該濾波器，用matlab對所用集總參數電路進行仿真，畫出頻率響應圖如下：比較分析：集總參數電路和分布參數電路的頻率響應，由于Richards變換的周期性可知分布參數的傳輸線將集總參數的器件在頻率變化映射到，故分布參數低通濾波器會在范圍內為正常低通，而是以為截止頻率的高通濾波器。頻率再升高是，以為周期重復區間的響應。而集總參數則沒有周期性，只是在相應的頻帶內滿足要求，阻帶寬度為。另外：無論是用ADS或matlab仿真可以看出，分布參數器件在阻帶范圍內的濾波器衰減比集總參數的要大很多，本題中分

12、布參數在阻帶衰減可達-200dB，而集總參數的阻帶衰減是-20dB。這是因為本身分布參數器件的設計是從集總參數電路中經過變換得到的，而變換只是保證了截止頻率點不變，使得阻帶截止頻率的衰減更大。附件1：%巴特沃思低通濾波器微帶實現clc;clear;close all;%參數N=4;%階數z0=50;%輸入輸出特性阻抗z1=2.7655;zue1=1.5664;z2=0.5353;zue2=2.2816;z3=1.848;zue3=1.7654;z4=2.3065;%-syms f;f0=1.665;%截止頻率，單位GHztheta=pi*f/(4*f0);TH=tan(theta);%ABCD

13、矩陣a1=1,0;j*TH/(z1*z0),1;a2=1,0;j*TH/(z2*z0),1;a3=1,0;j*TH/(z3*z0),1;a4=1,0;j*TH/(z4*z0),1;b1=cos(theta),j*zue1*z0*sin(theta);j*sin(theta)/(zue1*z0),cos(theta);b2=cos(theta),j*zue2*z0*sin(theta);j*sin(theta)/(zue2*z0),cos(theta);b3=cos(theta),j*zue3*z0*sin(theta);j*sin(theta)/(zue3*z0),cos(theta);A=a

14、1*b1*a2*b2*a3*b3*a4;S21=2/(A(1,1)+A(1,2)/z0+A(2,1)*z0+A(2,2);simplify(S21);%畫圖w=0:0.001:10;S21=subs(S21,f,w);figure(1);plot(w,20*log10(abs(S21);grid on;axis(0,10,-100,0);xlabel(頻率(Hz);ylabel(S21,dB);figure(2);plot(w,unwrap(angle(S21);grid on;xlabel(頻率(Hz);ylabel(相位(rad);附件2：%巴特沃思低通濾波器集總參數電路實現clc;cle

15、ar;%電路參數-c1=1.46e-12;c2=3.53e-12;L1=8.83e-9;L2=3.66e-9;z0=50;%ABCD矩陣syms w;a1=1,0;j*w*c1,1;a2=1,0;j*w*c2,1;b1=1,j*w*L1;0,1;b2=1,j*w*L2;0,1;A=a1*b1*a2*b2;S21=2/(A(1,1)+A(1,2)/z0+A(2,1)*z0+A(2,2);simplify(S21);%畫圖f=(0:0.001:10)*1e+9;S21=subs(S21,w,2*pi*f);figure(1);plot(f,20*log10(abs(S21);grid on;%ax

16、is(0,5,-200,0);xlabel(頻率(Hz);ylabel(S21,dB);figure(2);plot(f,unwrap(angle(S21);grid on;xlabel(頻率(Hz);ylabel(相位(rad);1. 設計輸入輸出阻抗為的切比雪夫低通濾波器，其性能要求如下：截止頻率為2.165GHZ；通帶內波紋為0.5dB；截止頻率2倍處的衰減大于40dB。微帶基板的參數為r=4.2, h=1.45mm, t=0.035mm。解： 圖（1） 步驟1.上圖（1）為波紋0.5dB切比雪夫濾波器的衰減特性圖，截止頻率2倍處衰減大于40dB，則有濾波器階數為5，其歸一化低通濾波器及

17、各元件參數值如圖（2）；rG=1L2=1.3025C1=1.8069rL=1L4=1.3025C5=1.8069C3=2.6915圖（2）rL=1Z1Z4Z2Z3Z5rG=1 步驟2.用短路傳輸線替換圖（2）中的電感，用開路線替換電容，得到如圖（3）所示拓撲結構。圖中各傳輸線特性阻抗由Richards變換給出：，,；圖（3）rL=1rG=1ZUE1ZUE2ZUE4ZUE3Z3Z2Z4Z5Z1 步驟3.應用Kuroda規則引入單元元件，將上述拓撲結構用傳輸線來實現。圖（4）其中：; 步驟4.將上述結果反歸一化，根據基板參數確定導帶寬度與長度；Z1Zue3Z2Zue1Z3Zue2Z4Zue4Z5阻

18、抗12782238318.5832382127寬度0.281.18.91.111.61.18.91.10.28長度10.39.99.010.08.910.09.09.910.3步驟5.根據步驟四中所求的傳輸線參數用ADS進行仿真，過程如下圖：圖（5）分析：上述兩圖分別為濾波器的幅度響應和相位響應。可以看出通帶截止頻率為2.165GHz，截止頻率2倍的衰減大于40dB,而通帶范圍內相位線性性良好，能夠滿足設計要求。圖（6）圖（6）為濾波器在0-16GHz范圍內的頻率響應。由Richards變換可知，在中是滿足條件的低通濾波，而在的頻率區間內，低通原型濾波器變換成了在此頻率區間截止頻率為的高通濾波

19、器。當頻率再升高時，以為周期重復區間的響應。故出現圖（6）所示的頻率響應圖。2. .設計輸入輸出阻抗為三階切比雪夫帶阻濾波器，其性能要求如下：阻帶范圍為1.965-3.165GHz。微帶基板的參數為r=4.2, h=1.45mm, t=0.035mm。rG=1L1=1.8637rL=1L3=1.8637C2=1.2804 解：步驟1.確定三階切比雪夫低通原型濾波器的元件參數如下: 圖（7）步驟2.用短路和開路傳輸線分別替換上圖中的電容和電感，然后在濾波器兩端引入特性阻抗為1的單位元件，最后應用Kuroda規則，得到如下所示的拓撲結構:rL=1rG=1ZUE1ZUE2Z2Z1Z3圖（8）其中:;

20、步驟3.將上一步結果進行阻抗反歸一化，然后由給定微帶參數確定出微帶的長度和寬度，如下表：Z1Zue1Z2Zue2Z3特性阻抗119.6485.9101.485.9119.64寬度（mm）0.35320.97810.62040.97810.3532長度（mm）17.27616.81817.02616.81817.276步驟4.由上表給出的微帶線參數進行ADS仿真，仿真過程如下：圖（9）分析：圖（9）分別為濾波器的幅度響應和相位響應，有幅度響應可見滿足阻帶范圍1.965GHz-3.165GHz,而在相應的通帶范圍內相位的線性行良好，基本成直線性質，能夠滿足設計要求。3. 設計一個中心頻率為2.56

21、5GHz，帶寬為400MHz，帶內波紋為0.5dB的帶通濾波器，要求2.265GHz處衰減20dB。微帶基板的參數為r=4.2, h=1.45mm, t=0.035mm。 解：步驟1、根據技術指標確定低通原型濾波器。2.265GHz處所對應的低通原型濾波器的歸一化頻率為： 其中中心頻率： 頻帶寬度：；由下圖可看出要在1.554的頻點獲得20dB的衰減，濾波器的階數應為4.。而0.5dB波紋的4階濾波器元件參數為：圖（10） 步驟2.確定耦合傳輸線的奇模和偶模特性阻抗為：（程序見附件）i01234 0.36680.3213 0.26990.32130.366838.386739.096940.1

22、46239.096738.386575.070171.225967.141071.226775.0712 步驟3.確定微帶的實際尺寸：i01234W(mm)2.112962.254932.410772.25492.11292S(mm)0.0.0.499870.0.L(mm)16.730216.66416.584816.66416.7302 具體尺寸的計算過程見下圖：圖（11）步驟4.最后根據微帶的參數進行ADS仿真如下： 圖（12）上圖（12）為ADS仿真結果圖，可以看出設計滿足要求。4. 設計一個輸入輸出阻抗為50的橢圓函數低通濾波器，主要參數如下：截止頻率1.186GHz；波紋0.1dB；

23、帶外頻率1.486GHz，帶外衰減大于等于30dB；由微帶線實現最終電路形式。微帶基板參數：r=4.2, h=1.45mm, t=0.035mm。解：根據要求知橢圓函數低通原型濾波器的階數為5，采用電容輸入電路方案，原理圖如圖19所示。C1C2C3C5C4L2L4rG1rL1圖19查表可得諸系數為：c1=0.977，c2=0.230 ，L2=1.139，c3=1.488 ，c4=0.742，L4=0.740，c5=0.701 利用KurodaLevy規則對圖19電路結構進行變換，最終得到圖20所示結構。其中，各個量的取值為：=0.2656，=1.3617，=0.2068，=1.7775，=1.

24、968，=1.6507，=0.7201，=0.7626，=1.0893，=0.082。1.08931.65071.77751.3617=1=1U.E.U.E.U.E.U.E.+圖20 Kuroda-levy變換結果利用Richards變換，將分立的集總參數電路變換為分布的傳輸線電路，并計算出各傳輸線的特性阻抗，如圖21所示。.Z=1.0Z7Z=1.0Z1Z4Z3Z6 Z9Z8Z11Z5Z2Z10圖21結合基板參數得到各段微帶線尺寸如下表。Z1Z2Z3Z4Z5Z6Z7Z8Z9Z10Z11特性阻抗（）18868.119049.888.925.482.518510254.5609導帶寬度（mm）0.

25、0331.600.0302.840.877.601.050.0370.592.440.0009微帶長度（mm）19.8118.119.8417.718.516.718.419.7818.717.820.21分別利用Matlab計算和ADS仿真，所得頻率特性曲線如圖23、圖24所示。可見兩者所得結果吻合得很好，且基本滿足設計指標。圖22 仿真電路圖圖23 幅頻特性圖24 相頻特性1.一晶體管的S參量如下：f=750MHz：s11=0.114-j*0.551，s12=0.044+j*0.029，s21=-4.608+j*7.312，s22=0.490-j*0.449;f=1000MHz：s11=-

26、0.058-j*0.452，s12=0.054+j*0.022，s21=-2.642+j*6.641，s22=0.379-j*0.424; 畫出晶體管在兩個頻率下的輸出及輸入穩定圓并計算各自值解：由公式：可以計算出f=750MHz時，u= 0.6825，此時不滿足絕對穩定。f=1000MHz時，u=0.8488，此時不滿足絕對穩定。f=750MHz時的輸入穩定圓（紅色弧線）和輸出穩定圓（藍色弧線）如下所示：f=1000MHz時的輸入穩定圓（紅色弧線）和輸出穩定圓（藍色弧線）如下所示：2.已知晶體管的S參量在傳輸線特性阻抗為50測得為S110. 57170, S120.06669, S212.9

27、771, S220.46-26。其輸入端與VS30，ZS50的電壓源連接，輸出端口接Zin40的天線。求放大器的入射功率Pinc，電源的資用功率PA，負載的吸收功率PL，轉換功率增益GT，資用功率增益GA及功率增益G 解：根據以下公式：運行下面程序：close all; % close all opened graphsclear all; % clear all variablesZ0=50;s11=0.57*exp(j*(170)/180*pi);s12=0.066*exp(j*(69)/180*pi);s21=2.97*exp(j*(71)/180*pi);s22=0.46*exp(j*

28、(-26)/180*pi);Vs=3;Zs=50;Zl=40;GamaS=(Zs-Z0)/(Zs+Z0);GamaL=(Zl-Z0)/(Zl+Z0);GamaIn=s11+s21*s12*GamaL/(1-s22*GamaL);GamaOut=s22+s12*s21*GamaS/(1-s11*GamaS);Pinc=1/2*Z0/(Zs+Z0)2*abs(Vs)/abs(1-GamaIn*GamaS)2PA=1/2*Z0/(Zs+Z0)2*abs(Vs)/abs(1-GamaS*GamaS)2GT=(1-abs(GamaL)2)*abs(s21)2*(1-abs(GamaS)2)/(abs(1

29、-GamaL*GamaOut)2*abs(1-s11*GamaS)2)GA=abs(s21)2*(1-abs(GamaS)2)/(abs(1-abs(GamaOut)2)*abs(1-s11*GamaS)2)G=(1-abs(GamaL)2)*abs(s21)2/(abs(1-abs(GamaIn)2)*abs(1-s22*GamaL)2)PL=PA*GT得到：Pinc = 0.0075 PA =0.0075 GT =7.9599 GA =11.1884 G =11.4453 PL = 0.05971.已知晶體管在2.007GHz處的S參量為S110.5780, S120.016 169, S

30、211.7974, S220.85-26。考察晶體管的穩定性，求使晶體管有最大增益的源反射系數及負載反射系數。源阻抗及負載阻抗均為50歐，設計出具體的匹配網絡。解：考察晶體管的穩定性%u的計算s11=0.57*exp(j*(-80)/180*pi);s12=0.016*exp(j*(169)/180*pi);s21=1.79*exp(j*(74)/180*pi);s22=0.85*exp(j*(-26)/180*pi);s_param=s11,s12;s21,s22; delta=det(s_param);u1=(1-abs(s11)2)/(abs(s22-conj(s11)*delta)+a

31、bs(s12)*abs(s21);編程計算u值，得u1 = 1.0915因為u大于1，所以該晶體管絕對穩定。求使晶體管有最大增益的源反射系數及負載反射系數要使晶體管有最大增益則采用輸入輸出端口都匹配的設計思路：故Sin*，Lout*， close all; % close all opened graphsclear all; % clear all variabless11=0.57*exp(j*(-80)/180*pi);s12=0.016*exp(j*(169)/180*pi);s21=1.79*exp(j*(74)/180*pi);s22=0.85*exp(j*(-26)/180*pi

32、);s_param=s11,s12;s21,s22; D=det(s_param);B1=1+(abs(s11)2-(abs(s22)2-D;B2=1+(abs(s22)2-(abs(s11)2-(abs(D)2;C1=s11-D*conj(s22);C2=s22-D*conj(s11);GamaS=(B1-sqrt(B12-4*(abs(C1)2)/(2*C1);GamaL=(B2-sqrt(B22-4*(abs(C2)2)/(2*C2);編程求，得GamaS = 0.1478 + 0.1620iGamaL = 0.7894 + 0.3902i源反射系數為S=0.1478 + 0.1620i

33、，負載反射系數為L=0.7894 + 0.3902i。根據L和S設計具體的匹配網絡如下圖所示：采用Smith圓圖實現S與輸入端50ohm電阻匹配。由圖可知：在輸入端先串聯9.9pF的電容，再并聯上22.9nH的電感即可實現匹配。同理，采用Smith圓圖實現L與輸出端50ohm電阻匹配。由下圖可知：在輸出端先串聯60.3nH的電感，再并聯上108.6fF的電容即可實現匹配。2.已知晶體管在2.007GHz處的S參量為S110.6525, S120.11 9, S215.0110, S220.65-36。用輸入匹配輸出不匹配方案設計放大器，在圓圖上分別畫出增益為最大可能增益的99，90%，50的等

34、功率增益圓。若源阻抗及負載阻抗均為50歐，對于增益是90的情況設計具體的匹配網絡。（程序見附錄一）解：編程計算得K = 1.0007， D = 0.9725，所以該晶體管絕對穩定。由式子， 計算得出。下圖是編程畫出的增益為最大可能增益的99，90%，50的等功率增益圓。當增益是90時，在G=15.9572dB的等功率增益圓上選擇與R=1的等電阻圓的交點，如圖所示的L處，有L=0.75 -41.5=0.5617 j0.4970。此時，因為輸入匹配輸出不匹配，得到 S=in*=0.8536-j0.0348 根據L和S確定設計匹配電路。如下圖所示：采用Smith圓圖實現S與輸入端50ohm電阻匹配。

35、由圖可知：在輸入端先串聯55.1nH的電感，再并聯上1.8pF的電容即可實現匹配。同理，采用Smith圓圖實現L與輸出端50ohm電阻匹配。由下圖可知：在輸出端串聯2.8pF的電容即可實現匹配。3.已知晶體管在2.007GHz處的S參量為S110.6525, S120.119, S215.0110, S220.65-36。用輸入不匹配輸出匹配方案設計放大器，在圓圖上分別畫出增益為最大可能增益的90，80%，50的等資用功率增益圓。若源阻抗及負載阻抗均為50歐，對于增益是50的情況設計具體的匹配網絡。（程序見附錄二）解：下圖是編程畫出的增益為最大可能增益的90，80%，50的等資用功率增益圓。選

36、取S=0.93-126.79= 0.557 j0.745。則得到 L=out*=0.838+j0.485 根據L和S確定設計匹配電路。如下圖所示：采用Smith圓圖實現S與輸入端50ohm電阻匹配。由圖可知：在輸入端先串聯35.4nH的電感，再并聯上15pF的電容即可實現匹配。同理，采用Smith圓圖實現L與輸出端50ohm電阻匹配。由下圖可知：在輸出端串聯860.6fF的電容，再并聯上39.8nH的電感即可實現匹配。4.重做例5.8, 若給定頻率為2.007GHz,設計具體匹配電路。（程序見附錄三、四）解：先采用輸入匹配輸出不匹配方案，下圖為S平面上的等功率增益圓及等噪聲系數圓，在下圖中取S

37、為0.27+j0.09。由 L ， 得到L 為 0.29+j0.34 由 ， 得到在輸出TO端面 VSWRout1.65由于輸入是匹配的，故在輸入Ti端面 VSWRin1.0為改善輸出駐波比，使輸入端口失配，但保證輸入Ti 端面駐波比為1.4, 由等駐波比圓方程得到相應等駐波比圓如下圖所示。圓上任意S都保證駐波比滿足要求，但S不同，輸出駐波比, 噪聲系數及增益會變化。 S在等駐波比圓上移動時，輸出駐波比, 噪聲系數及增益的變化示于下圖。從圖中看到，隨S在等駐波比圓上轉一周，增益為7.88保持不變。在角度取860時(S=0.28+j0.24), 輸出駐波比最小，為1.42；本例中巧合的是噪聲系數

38、也接近最小，為1.51。由S=0.28+j0.24, L=0.29+j0.34設計相應匹配電路就完成了放大器設計，此時噪聲系數為1.51，增益為7.88dB，輸入輸出駐波比分別為1.4和1.42。 如下圖所示：在輸入端先串聯3.9nH的電感，再并上342.8fF的電容，即可實現匹配。同理，如下圖所示：在輸出端串聯4.4nH的電感，再并聯上183.8fF的電容即可實現匹配。附錄一：%增益為最大可能增益的99，90%，50的等功率增益圓close all;clear all;smith_chart;s11=0.65*exp(j*(-25)*pi/180);s12=0.11*exp(j*9*pi/1

39、80);s21=5*exp(j*110*pi/180);s22=0.65*exp(j*(-36)*pi/180);s_param=s11,s12;s21,s22;K,delta = K_factor(s_param) % check stabilityG_Tmax=abs(s21)*(K-sqrt(K2-1)/abs(s12)G1= G_Tmax*0.99;G2=G_Tmax*0.90;G3=G_Tmax*0.50;G1_dB=10*log10(G1)G2_dB=10*log10(G2)G3_dB=10*log10(G3)Gain(s_param,G1);Gain(s_param,G2);Ga

40、in(s_param,G3);Gamma_L=0.75*exp(j*(-41.5)*pi/180);plot(real(Gamma_L),imag(Gamma_L),bo);text(real(Gamma_L)-0.05,imag(Gamma_L)-0.07,bfGamma_L);附錄二：%增益為最大可能增益的90，80%，50的等資用功率增益圓close all;clear all;smith_chart;s11=0.65*exp(j*(-25)*pi/180);s12=0.11*exp(j*9*pi/180);s21=5*exp(j*110*pi/180);s22=0.65*exp(j*(

41、-36)*pi/180);s_param=s11,s12;s21,s22;K,delta = K_factor(s_param) % check stabilityG_Tmax=abs(s21)*(K-sqrt(K2-1)/abs(s12)G1=G_Tmax*0.9G2=G_Tmax*0.8G3=G_Tmax*0.5ZiYongGain(s_param,G1);ZiYongGain(s_param,G2);ZiYongGain(s_param,G3);Gamma_s=0.93*exp(j*(-126.7943)*pi/180);plot(real(Gamma_s),imag(Gamma_s),

42、bo);text(real(Gamma_s)-0.05,imag(Gamma_s)-0.07,bfGamma_S);附錄三：close all; % close all opened graphsclear all; % clear all variables smith_chart; % create a Smith Chart Z0=50; % define the S-parameters of the transistors11=0.3*exp(j*(+30)/180*pi);s12=0.2*exp(j*(-60)/180*pi);s21=2.5*exp(j*(-80)/180*pi)

43、;s22=0.2*exp(j*(-15)/180*pi); % pick the noise parameters of the transistorFmin_dB=1.5Fmin=10(Fmin_dB/10);Rn=4;Gopt=0.5*exp(j*45/180*pi); s_param=s11,s12;s21,s22; % check stabilityK,delta = K_factor(s_param) % compute a noise circleFk_dB=1.6; % desired noise performanceFk=10(Fk_dB/10); Qk=abs(1+Gopt

44、)2*(Fk-Fmin)/(4*Rn/Z0); % noise circle parameterdfk=Gopt/(1+Qk); % circle center locationrfk=sqrt(1-abs(Gopt)2)*Qk+Qk2)/(1+Qk); % circle radius %plot a noise circlea=0:360/180*pi;hold on;plot(real(dfk)+rfk*cos(a),imag(dfk)+rfk*sin(a),b,linewidth,2);text(real(dfk)-0.1,imag(dfk)+rfk+0.08,. strcat(bfF_

45、k=,sprintf(%g,Fk_dB),dB);% plot optimal reflection coefficientplot(real(Gopt),imag(Gopt),bo);text(real(Gopt)+0.05,imag(Gopt)+0.05,bfGamma_opt);text(real(Gopt)+0.05,imag(Gopt)-0.05,. strcat(bfF_min=,sprintf(%g,Fmin_dB),dB); % specify the desired gainG_goal_dB=8;G_goal=10(G_goal_dB/10); % find the con

46、stant operating power gain circlesdelta=det(s_param);go=G_goal/abs(s21)2; % normalized the gaindgo=go*conj(s22-delta*conj(s11)/(1+go*(abs(s22)2-abs(delta)2); % center rgo=sqrt(1-2*K*go*abs(s12*s21)+go2*abs(s12*s21)2);rgo=rgo/abs(1+go*(abs(s22)2-abs(delta)2); % radius % map a constant gain circle int

47、o the Gs planergs=rgo*abs(s12*s21/(abs(1-s22*dgo)2-rgo2*abs(s22)2);dgs=(1-s22*dgo)*conj(s11-delta*dgo)-rgo2*conj(delta)*s22)/(abs(1-s22*dgo)2-rgo2*abs(s22)2); % plot a constant gain circle in the Smith Charthold on;plot(real(dgs)+rgs*cos(a),imag(dgs)+rgs*sin(a),r,linewidth,2);text(real(dgs)-0.1,imag

48、(dgs)-rgs-0.05,. strcat(bfG=,sprintf(%g,G_goal_dB),dB); %print -deps fig9_17.eps % choose a source reflection coefficient GsGs=dgs+j*rgs;plot(real(Gs), imag(Gs), ro);text(real(Gs)-0.05,imag(Gs)+0.08,bfGamma_S);附錄四：close all; % close all opened graphsclear all; % clear all variables smith_chart; % cr

49、eate a Smith Chart Z0=50; % define the S-parameters of the transistors11=0.3*exp(j*(+30)/180*pi);s12=0.2*exp(j*(-60)/180*pi);s21=2.5*exp(j*(-80)/180*pi);s22=0.2*exp(j*(-15)/180*pi); % noise parameters of the transistorFmin_dB=1.5;Fmin=10(Fmin_dB/10);Rn=4;Gopt=0.5*exp(j*45/180*pi); s_param=s11,s12;s2

50、1,s22; % check stabilityK,delta = K_factor(s_param) % compute a noise circleFk_dB=1.6; % desired noise performanceFk=10(Fk_dB/10); Qk=abs(1+Gopt)2*(Fk-Fmin)/(4*Rn/Z0); % noise circle parameterdfk=Gopt/(1+Qk); % circle center locationrfk=sqrt(1-abs(Gopt)2)*Qk+Qk2)/(1+Qk); % circle radius %plot a noise circlea=0:360/180*pi;hold on;plot(real(dfk)+rfk*cos(a),imag(dfk)+rfk*sin(a),b,linewidth,2);text(real(dfk)-0.1,imag(dfk)+rfk+0.08,. strcat(bfF_k=,sprintf(%g,Fk_dB),dB); % specify the goal gainG_goal_dB=8;G_goal=10(G_goal_dB/10); % find constant operati