1、無源混頻器超寬帶的研究學校：華北電力大學專業：通信與信息系統姓名：孟憲蓋學號： 2132215028指導教師：李永倩摘 要在無線通信領域， 微波通信由于自身優勢而成為近來關注和研究的對象。 由于通信傳輸速率的提高， 勢必需要增大帶寬。而寬帶接收機的實現需要超寬帶的、射頻與中頻交疊的混頻器。 因此，有必要在滿足混頻器的主要技術指標上， 研究如何增大工作帶寬。在本文中，對比以往的混頻器設計特點， 對超寬帶微波混頻器采用雙雙平衡混頻器電路結構， 由 2 個肖特基勢壘二極管環形管堆和巴倫共同構成。 巴倫采用了雙面微帶漸變線巴倫形式。 雙雙平衡混頻器解決了射頻和中頻交疊的問題， 顯示了良好的寬頻帶特性、

2、隔離特性和高中頻輸出特性。關鍵詞：微波雙雙平衡混頻器雙面微帶漸變線巴倫ABSTRACTIn the field of wireless communications, microwave communications has became the target of recent attention and study for its own advantage. To improve the communication transfer rate,it is bound to increase bandwidth. And the realization of wideband receiv

3、er need the mixer to be ultra-widebanded, RF and IF overlaped. Therefore, after realizeing the main technical indicators,how to increase the operating bandwidth has became the next target of study.In the used herein, contrasting to the characteristics of the conventional design of the mixer, super m

4、ixer adapts the structure of double-double balanced mixer circuit , constitued with the two Schottky barrier annular diode stack and a balun. Barron uses a form of sided-microstrip and gradient-line balun. The double-double balanced mixer solves the problem of overlapping between RF and IF, and disp

5、lays good wideband characteristics, isolation characteristics and high-IF output characteristics.Keywords: Microwave double-double balanced mixer sided-microstrip and gradient-line balun一 緒論1.1 研究背景微波混頻器在微波通信系統中實際上起到頻譜搬移的功能， 即將較高頻率的射頻信號經過非線性器件變換成較低頻率的中頻信號， 所以在微波系統中混頻器是至關重要的部件。在微波通信、雷達、遙控、遙感、偵察與電子對抗等

6、微波應用領域，混頻器都有不可替代的作用。微波混頻器由于處于系統承上啟下， “厚此薄彼”的環節。一方面的優勢往往以另一方面的損失為代價。混頻器的變頻損耗越大，系統的噪聲也就會越大；定向耦合器中的耦合系數過大，會使微波信號進入本振端，造成干擾，過小，會使本振輸入功率較小。 所以，有必要研究更好特性的混頻器設計，以達到符合實際要求。1.2 發展概況由于微波混頻器是利用變阻二極管或肖特基勢壘二極管等非線性器件來實現變頻的一種微波電路，在二十世紀六十年代微波半導體發展之前，鮮有進展。按混頻器所用的非線性器件的性質， 可以將其分為有源混頻器和無源混頻器。 采用二極管作非線性器件的混頻器稱為無源混頻器， 目

7、前通信中多數混頻器是無源混頻器加放大器的組合， 算不上真正的有源混頻器。 微波混頻器有 4 種基本電路結構：單端混頻器、平衡混頻器、雙平衡混頻器、雙雙平衡混頻器 (也叫三平衡混頻器 )。本文主要介紹的是利用肖特基勢壘二極管作非線性器件的無源混頻器電路。在滿足微波混頻器基本設計要求（低噪聲、大動態范圍和低變頻損耗）之外，如何增大工作帶寬，成為無源微波混頻器的重點。1.3 論文工作二 混頻器分類采用晶體管和場效應管作為非線性器件的混頻器稱為有源器件混頻器， 有源混頻器能夠提供好的帶寬特性，但是其噪聲也會因此升高，線性度也比較低，因此它適用于較低的動態范圍。 采用二極管作非線性器件的混頻器稱為無源器

8、件混頻器，又稱電阻性混頻器。無源混頻器具有較低的噪聲，其線性度也較好，但是其帶寬較窄，適用于更高要求的接收機設計。2.1 單端混頻器單端混頻器是最簡單的一種混頻器， 根據功率混合電路 （定向耦合器） 的不同，有波導、同軸、微帶等多種結構。 整體結構由功率混合電路、 阻抗匹配電路、二極管及管座和中頻輸出電路等組成。圖 2-1微帶型單端混頻器電路結構示意圖工作原理： 射頻信號從左端輸入，經定向耦合器和阻抗匹配電路加到二極管上；本振功率由定向耦合器的另一端輸入也加到二極管上，定向耦合器完成本振和信號功率混合。 通過對平行耦合線定向耦合器的研究知道， 輸入信號雖然電平很低， 但由于耦合的影響， 信號功

9、率不能全部經直通臂加到二極管上 , 部分會耦合到耦合壁而被負載吸收。由網絡的互易性知，本振由隔離臂加入 , 其功率一部分耦合加到二極管 , 另一部分損耗在匹配負載上。定向耦合器的設計應同時兼顧耦合度和隔離度的要求：耦合過緊, 隔離度差 , 信號功率被匹配負載吸收的就多；耦合過松 , 雖然減少了信號損失 , 但本振功率就需要加大 , 一般耦合度取 10dB。 g 阻抗匹配電路完成信號和本振輸入電路4與二極管的匹配 , 為使信號功率最大進入二極管, 應以信號頻率為中心頻率設計阻抗匹配段。射頻短路線采用g低阻抗開路線，輸出中頻信號，對本振和射頻4信號相當于高阻抗短路線。 但當中頻電流反向時， 在二極

10、管輸入端會出現中頻信號干擾本振和射頻信號，因此加g高阻線以使中頻信號接地，而對本振和射頻4信號開路無影響。單端混頻器的電性能較差, 在中頻端可能出現的互調(IM) 分量如下 :f Im, nmf Rnf Lm,n=0,1,2,3.可以看出，單端混頻器對 IM 抑制較差，另外單端混頻器的隔離度 ! 噪聲系數較差 , 有動態范圍小。2.2單平衡混頻器單平衡混頻器充分地利用信號和本振功率, 使兩管混頻后的中頻疊加輸出。增加混頻管 , 同時也就增加了混頻器的動態范圍。平衡電橋使本機振蕩器的噪聲抵消 , 從而改善噪聲性能，電橋又使信號與本振達到良好隔離, 因此平衡混頻器是最普遍采用的形式。圖2-2單平衡

11、混頻器結構示意圖一般情況下, 中頻很低，有信號頻率fs 本振頻率，電橋臂長度為g，g4是本振和信號平均頻率的微帶波長。 混頻管與電橋之間的匹配電路將混頻管阻抗匹配到 50 ，電橋四個臂的特性阻抗均是 50 ，從而實現分支電橋與混頻管之間的阻抗匹配，達到信號與本振功率輸入到混頻管最大。設二極管 D 1 所在支路的信號和本振電壓分別為:v s 1 ( t )V scos( w s t)2v L 1 ( t )V Lcos( w l t)時變電導g D 1 ( t ) 和電流i 1,D 1中頻電流i if ,D 1 為：g D 1 ( t )g 0 2g ncos n ( w L t)n1i1 ,

12、D 1v s1 ( t ) g 02cosn ( w L t) n1v scos( w s t) g 02 g 1cos( w L t) 2 g 2 cos 2 ( w L t) .2iif, D 1v sg1cos( w sw L ) t2二極管D2所在支路的信號和本振電壓分別為:v s 2( t )V scos( w st )v L 2( t )V Lcos( w l t2)時變電導 g D 2( t ) 和電流 i1, D 2 中頻電流 i if , D 2 為：g D 2 ( t )g 02g n cos n ( w L t)n12i 1, D 2v s 2 ( t ) g 02cos

13、n ( w L t) n 12v s cos(w s t ) g 02 g1cos( w L t) 2 g 2 cos 2 ( w L t) .22i if , D 2v s g 1cos(w sw L ) t2中頻電流為：iif ( t )i if , D 1 i if , D 22 g 1V s cos( w s w L ) t2相對單端混頻器， 單平衡混頻器的優勢： 1、由于肖特基二極管是電壓控制電流，電流式子里含有中頻分量，通過反向二極管的設計就抵消了本振中的相位噪聲；2、輸出中頻的諧波分量m ( f sf L ) ，m=1,2,3. 。被抵消了，從而對f sf L 的干擾分量減少了，

14、有利于優化噪聲系數。2.3 混合環平衡混頻器圖為混合環平衡混頻器。信號和本振分別以180 0 相位差分配到2 只二極管上 ,故這類混頻器又稱反相型平衡混頻器。各臂特性阻抗均為2 Z 0圖 2-3混合環平衡混頻器設二極管 D 1和 D 2 上的信號電壓為： V s1V s 2V scos w s t（ 2-20）本振電壓為：V L 1 ( t )V Lcos( w L t)（ 2-21）V L 2 ( t )V Lcos w L t（ 2-22）在二極管 D 1上的時變電導g D 1 ( t ) 和中頻電流i if , D 1分別為：g D 1 ( t )g 02g n cosn ( w L t

15、)n 1i if, D 1g 1 V scos(w s w L) t（ 2-23）在二極管 D2 上的時變電導g D2 ( t ) 和中頻電流i if ,D 2 分別為：g D 2 ( t )g 02g ncosn ( w L t )n1i if, D 2g 1 V scos(w sw L ) t （ 2-24）負載上的中頻電流為：i ifi if , D 1iif , D 22 g 1V s cos(w sw L ) t （ 2-25）將中頻電流寫成指數形式如下：i ( t )i1 ( t )i 2 ( t )i n , m expj ( mw s nw L)t 1jnenmn 為偶數時，1

16、jn 0 ； n為奇數時， 1ejn2e對于端口駐波比來說，不論是信號口還是本振口，兩管反射將迭加,因此端口駐波比較差。2.4 雙平衡混頻器雙平衡混頻器又稱環形管堆式混頻器， 4 只混頻管的電氣性能、分布參數以及結構尺嚴格一致。 信號和本振電壓分別通過巴倫加到二極管上， 將非平衡信號變成平衡信號， 中頻信號由本振巴倫的次級中心抽頭引出。 雙平衡混頻器具有較高的隔離度， 由于采用了寬頻帶巴倫， 混頻器頻帶只取決于巴倫帶寬。 另一主要優點是其混頻產物只有單端混頻器混頻產物的四分之一。圖 2-4 雙平衡混頻器結構示意圖每個二極管上的電壓：D 1 兩端： v1v Lv sD 2 兩端： v 2v Lv

17、 sD 3 兩端： v 3v Lv sD 4 兩端： v 4v Lv s總的電流 i ( t )( i1i 2 )( i3i 4 )設 v L ( t )V L cos w L t ， v s ( t )V s cos w s t對于 D 3 有 v s ， v L 均為負值， i 3 ( t )I n , m exp j ( mw s nw L ) tjmjn ，nm對于 D4有 i 4 ( t )I n , m exp j ( mw s nw L ) tjm nmi 3 ( t ) i 4 ( t )jmjn同理，有I n , m exp j ( mw s nw L ) t e e1 nm

18、i 1 ( t )I n , m exp j ( mw s nw L ) t nmi 2 ( t )I n , m exp j ( mw s nw L ) tjn nmi1 ( t ) i 2 (t )jnI n , m exp j ( mw s nw L ) t 1 e nm總電流 i ( t )I n , m exp j ( mw s nw L ) t 1 e jn 1 e jmnm當 m 或 n 為偶數時，i ( t )0 ，即所有信號和本振的偶次諧波組合分量都被抵消了，剩下的只有奇次諧波組合分量。三 混頻器的主要技術指標3.1 變頻損耗射頻信號通過混頻器要產生功率的損耗， 中頻輸出端口

19、的功率要小于射頻端口輸入的功率。變頻損耗是輸入功率信號變頻到中頻信號后功率損失消耗的大小的度量。射頻輸入信號功率L c ( dB )10 lg中頻輸出信號功率L c ( dB )L( dB )L( dB )L g ( dB )L為電路適配損耗，輸入輸出端口未能匹配到50而產生的功率損失； L為混頻二極管管芯的結損耗，結損耗主要由二極管管芯等效電路中電阻R s 和結電容 C j 分壓和起旁路作用引起的。L g 為凈變頻損耗，是組合分量引起的能量損耗。圖 3-1 肖特基二極管等效電路圖3.2 噪聲系數p si線性網絡的噪聲系數F定義為Fp nip nop sip no L m ，其中 L m 是線

20、性p sop nip sop nip no網絡的衰減， 即變頻損耗。 噪聲系數是表征混頻器性能好壞的一個重要指標。但是在混頻器和中頻放大器級聯中，F SSBL m F if ，其中 F if 是中頻放大器的噪聲系數， L m 是混頻器的變頻損耗。在有低噪聲放大器的接收機中，其噪聲系數主要取決于低噪聲放大器的噪聲系數。3.3 隔離度混頻器的端口隔離度包括 LO-RF ，LO-IF ， RF-IF 隔離度。隔離度定義是原有功率與本振或信號泄漏到其他端口的功率之比。本振輸入到混頻器的功率LO-RF 隔離度為 L Lo RF 10 lg。在下變頻器中， 若本振泄露到射頻段的功率隔離度不好，可能從接收機

21、信號端反向輻射或從天線反發射 ,造成對其他電設備干擾。在上變頻器中， 中頻信號要上變頻到微波高頻信號， 要求本振到中頻的隔離度達到 80100dB。上變頻器中本振功率通常比中頻功率大 10dB 以上，若本振射頻隔離度低于 20dB，則泄露到射頻的本振功率等于甚至大于射頻功率。信號輸入到混頻器的功率RF-LO隔離度為LRFLO10 lg，在共用本振的多信號輸入到本振的功率通道接收系統中，當一個通道的信號泄漏到另一通道時，就會產生交叉干擾。3.4動態范圍動態范圍p in 是混頻器正常工作時的微波輸入功率范圍。其下限是與基底噪聲電平相比擬的功率， 又叫可辨輸入信號電平， 取決于混頻器的噪聲電平。 其

22、上限是 ldB 壓縮點，超過 ldB 壓縮點混頻器會失去有效工作能力，甚至被燒毀。3.5線性度圖 3-21dB 壓縮點及三階截斷點1dB 壓縮點以及三階截斷點都可以作為衡量線性度的指標。工程當中，一般更為常用地采用三階截斷點作為衡量線性度的指標。三階交調系數引申的交調失真對模擬微波通信來說， 會產生鄰近信道的串擾， 對數字微波通信來說， 會降低系統的頻譜利用率，并使誤碼率惡化；因此容量越大的系統，要求 IP3 越高， IP3 越高表示線性度越好和更少的失真。三階截斷點與本振功率及偏壓有關，本振功率越高則三階截斷點越高。3.6鏡頻抑制度當有用射頻信號與鏡頻干擾信號以相同功率輸入至接收機， 二者產

23、生的中頻信號幅度的比值就是鏡頻抑制度。 鏡頻抑制度反映了一個混頻器對鏡頻干擾信號削弱能力，鏡頻干擾信號通過混頻器后會得到衰減， 鏡頻抑制度反映了對鏡頻干擾信號衰減的程度。解決鏡頻影響采用高中頻， 即利用輸出中頻頻率和鏡頻頻率之差設計放大器通頻帶，由于首次輸出中頻頻率還高，所以需要二次或者三次變頻。另一種方法就是在低噪聲放大器后面加抑制鏡頻濾波器， 將鏡頻的衰減保持在 20dB 以上。從而阻止噪聲混頻成中頻。3.7 本振功率本振功率不同，混頻二極管中的電流不同， 會使混頻器的端口阻抗發生變化，影響匹配效果。本振功率越大， 1dB 壓縮點越高，混頻器動態范圍變大，三階截斷點越高，線性度越高。本振功

24、率越大，噪聲系數越高，泄露到其他端口的功率也越多。3.8 端口駐波比根據端口駐波比 S 與反射系數的關系S1知，混頻器的輸入端口駐波S1比與反射系數有關， 反射系數會帶來輸入信號的再次混頻。 而端口輸入駐波比與端口的阻抗匹配有關，本振功率變化帶來的混頻器工作狀態影響阻抗匹配。四 巴倫巴倫具有多種結構，需要根據頻率來進行選擇。在低頻段，它只不過是一個具有中心抽頭的變壓器。在微波頻段 ,為了滿足平衡一非平衡的變換，魔 T、環行器及三分貝定向藕合器等均可當成巴倫使用。 目前用得最多的是微帶漸變線巴倫、馬春德巴倫、共面微帶線巴倫等。現在，超寬帶巴倫更是放大器、混頻器等寬帶器件中的關鍵元件， 它的性能直

25、接影響著這些器件的性能。 在超寬帶雙雙平衡混頻器中， 信號、本振和中頻端各采用一個寬帶巴倫， 雙雙平衡混頻器的性能好壞主要取決于各端口巴倫設計的好壞，所以設計寬帶巴倫是本項目的核心之一。4.1 巴倫的工作原理巴倫將信號在不平衡電路結構和平衡電路結構之間進行轉換 ,將不平衡信號轉換為平衡信號。 平衡電路中的平衡指存在兩路大小相等、 方向相反的信號。 按照天線理論，在天線領域中， 偶極子天線屬于平衡型天線， 而同軸電纜則屬于不平衡傳輸線。如果將其直接連接 ,就會影響天線的輻射，因此需要在天線和電纜之間加入平衡非平衡轉換器一巴倫。 巴倫不僅可以起到阻抗變換的作用， 而且可以實現某些天線饋電的不平衡到

26、平衡的轉換。圖 4-1 巴倫低頻電路示意圖巴倫初級的一端接地，是不平衡端口。巴倫次級2 和次級 3 兩端都不接地，對地都具有高阻抗，因而次級是平衡端口。當次級兩端都接有負載電阻RL 時，對地產生的電壓大小相等方向相反，即V21，從初級向負載方向看，V 312可使輸入電阻 R in 與信號源電阻 R sgRin2 ( 2 R L )2 R L ，改變變壓器的變化比 nnn相等，而實現匹配。4.2.同軸線巴倫圖 4-2(a)同軸線巴倫的結構圖(b)同軸線巴倫的等效電路圖在圖 a 中， l 1 長的同軸線中l 3 長的外導體不接地，左端為平衡端口，右端為不平衡端口。左端平衡端口中，內導體受外導體屏蔽

27、，故對地阻抗較高。端對地阻抗取決于口與地之間的傳輸線的阻抗。假設同軸線特性阻抗為Z c 3，則其阻抗為z 3jz c 3tan 3，式中2l 3 ， 是工作波長。在圖 b 中，1 端輸入電壓， 2,3 端電壓矢量 V2VV 2R LZ 31jR L， 3有V 3Z 3Z c 3tan式中，1-1 ，平衡度破壞。假設0 ， 0 為信號中心波長。但當0時，上式不為4Z c 3R L ，在端接長度為 l 2 的短路線，其對地的特征阻抗也為V21 。實際中并Z c 3 ，V 3不能無限寬的展寬頻帶。4.3 雙面微帶漸變線巴倫圖（a）中在介質基片兩面光刻腐蝕出兩條金屬帶，上面金屬帶按一定規律變化，成為喇

28、叭狀的阻抗漸變線段，下面金屬帶是均勻不變寬度。基片懸置于盒體半高中間位置。圖（ b）的左端是不平衡輸入端口，為非標準微帶線結構；右端口的上下兩條金屬條帶相對于基片對稱，是平衡端口。漸變線巴倫是通過漸變線的緩慢變化將非平衡端口的阻抗變化到平衡端口的阻抗。圖 4-3 雙面微帶漸變線巴倫(a)巴倫盒體(b) 巴倫基片另外，輸入端口 1 基材下面的金屬條帶連接到盒子上接地， 上面的金屬條（畫實線者）帶可以和同軸輸入的中心導體相連接。 因巴倫要通過下面左端的金屬帶焊接在盒子上，所以下面左端的金屬帶（畫虛線者）比上面的金屬帶要寬很多。2 端口和 3 端口為平衡輸出端口，和環行混頻二極管堆的臂相連接。為獲得

29、寬頻帶內阻抗漸變轉換， 漸變線段采用阻抗的指數漸變形式， 可在較短的長度內獲得寬頻帶低反射的阻抗變換性能。 該雙面微帶漸變線巴倫可滿足混頻器 218Ghz寬帶的要求。五超寬帶雙雙混頻器5.1 超寬帶雙雙混頻器原理雙平衡混頻器拓寬了本振、 射頻工作帶寬， 中頻帶寬拓寬由于采用與頻率相關的電容電感而處理不明顯， 抑制互調分量能力較差。 因此引入了雙雙平衡混頻器。雙雙平衡混頻器的變頻部分一般可以用 2 個環行或星型管堆和巴倫相連接構成。在此采用了 2 個環行管堆。圖中， LO 和 RF 均采用 2 個獨立的漸變微帶巴倫接到環行管堆。 LO 和 RF 信號均為不平衡信號，通過漸變微帶巴倫的不平衡平衡轉

30、換，輸入到環行二極管管堆。另外，中頻 IF 輸出端口與環行管堆間的高頻磁芯線圈作為耦合，實現平衡不平衡轉換，即中頻 IF 輸出的是不平衡信號，由 IF 輸出端口有一線接地可分析得知。圖 5-1 雙雙混頻器電路圖5.2超寬帶雙雙混頻器優勢（1）工作帶寬更寬LO 、RF、IF 三個信號可在 218GHz頻率范圍內變化，一者得力于雙面微帶漸變線巴倫的設計， 二者得力于肖特基勢壘混頻二極管組成的混頻器， 頻率范圍可以做得很寬， 可以達幾個甚至幾十個倍頻程， 在此頻率范圍采用了硅材料的二極管。（2）隔離度更好圖 5-2雙雙混頻器原理圖射頻 RF 和中頻 IF 交迭輸入至微波雙雙平衡混頻器，本身就避免了二者的互相干擾，在圖 中，雙雙平衡混頻器的本振端口和射頻端口均交叉地與上、下兩二極管環路銜接。當本振是正半周時，上環只有D 2 和 D 4 管導通，下環則有D 6和 D 8導通。本振輸入通過巴倫與D 2、 D 6形成通路，射頻輸入通