1、語音送話流程劉文虎 2008-11-11一、 概述：發送語音信號的處理過程：（1）MIC送話，將話音信號轉換為電信號。（2）PCM處理，將模擬的電信號轉化為數字信號。（電源）（3）信源編碼，將PCM信號進行壓縮。（CPU）（4）信道編碼，將要傳送的信號進行加密。（CPU）（5）GMSK調制，將離散的數字信號對應于不同相位的連續正弦波信號。（中頻）（6）發射變換電路，將發射信號的頻率搬移到指定的發射頻率上。（中頻）二 、簡要的原理分析：（一）MIC送話：MIC的功能是把聲音轉化成電信號。圖1 MIC內部電路MIC工作原理：當聲波到來時，振動膜在聲壓的驅動下前后運動，兩個極板之間的距離就發生了變化

2、；極板距離變化導致電容器的電容量發生變化；由于負載電阻極大，電容器上的電荷很難運動，此時可以認為電容器上的電量Q不變；根據公式UQC，電容量C的變化導致電容器兩端的電壓U發生變化。這樣，聲壓的變化電容量的變化電壓的變化，聲音信號轉化成電信號。（二）PCM語音編碼：發射信號產生的第一步是模擬信號轉換成數字信號。該處理采用脈沖編碼調制技術PCM（Pulse Code Modulation）語音編碼包括兩個過程：取樣和量化。實際編碼速率為64kbps，采用的時A律13折線。1、取樣由取樣定理可知：只要取樣頻率不小于語音信號最高頻率的2倍，則采樣后的脈沖樣值序列可以不失真的還原成原來的語音信號。因為語

3、音信號頻率是300-3400HZ，所以采樣頻率Fs2×3400HZ。所以GSM手機的取樣頻率取為8KHZ。下面通過簡單的取樣電路來分析取樣原理：信號取樣受控于取樣脈沖，當取樣脈沖來的時候，場效晶體管VT的柵極加上正向電壓處于導通狀態，輸入信號經過場效應管的漏極-源極到達輸出端。沒有取樣脈沖時，場效應管VT截止，信號不能通過。因此，該電路在取樣脈沖高電平時取樣，低電平為取樣間隔時間。如左圖所示。2、量化量化的實質是將連續的無限多個樣值變為有限種取值，然后再用不同的數字數列表示，從而實現模數轉換。如圖3所示：圖3 量化示意圖3V的電壓被量化后對應00000011的數字信號。量化的兩種方式

4、為均勻量化和非均勻量化。均勻量化：將取樣信號幅度變化范圍劃分為若干量化級，每個量化級的間隔相等。如圖4所示：圖4 均勻量化橫軸表示量化器輸入樣值的幅度，縱軸表示量化器量化后輸出的樣值量化電平。斜線是不經過量化的輸入于輸出關系，階梯型曲線表示量化后的輸入輸出關系。（X取值的間隔數極為量化級數）因為均勻量化間隔是固定的，它不隨信號幅度而改變，所以它對小信號的量化存在較大的誤差。非均勻量化：將取樣后的信號經過壓縮電路（非線性放大器，對小幅度信號有較大的放大量，對大幅度信號有較小的放大量），然后再經過均勻量化，如圖5所是。圖5 非均勻量化示意圖對于語言信號來說，在實際中常用對數壓擴特性，但我們知道，對

5、數曲線在自變量趨于零時，函數趨于無窮大，這顯然是不滿足要求的，為此需要修正對數曲線，以使其滿足在輸入為零時，壓擴的輸出也為零，我們實際中采用的修正方法為A律壓擴特性（即在原點的附近由某一斜率的直線近似代替，其余的用對數曲線代替），它們接近于最佳的壓擴特性，并且易于進行二進制編碼。PCM采用A率13折線8比特編碼，13折線法如圖6所示，圖中先把軸的0,1區間分為8個不均勻段。在這里我們需要建立一個合適的數學模型來描述被壓縮的曲線。其中x和分別是歸一化的壓縮器輸入和輸出電壓，A為壓縮系數，表示壓縮的程度，A為一時對應著不壓縮的均勻量化。其具體分法如下:將區間0，1一分為二，其中點為1/2,取區間1

6、/2,1作為第八段;將剩下的區間0,1/2再一分為二，其中點為1/4,取區間1/4,1/2作為第七段;將剩下的區間0,1/4再一分為二，其中點為1/8,取區間1/8,1/4作為第六段;將剩下的區間0,1/8再一分為二，其中點為1/16,取區間1/16,1/8作為第五段;將剩下的區間0,1/16再一分為二，其中點為1/32,取區間1/32,1/16作為第四段; 將剩下的區間0,1/32再一分為二，其中點為1/64,取區間1/64,1/32作為第三段;將剩下的區間0,1/64再一分為二，其中點為1/128,取區間1/128,1/64作為第二段最后剩下的區間0,1/128作為第一段。然后將軸的0,1

7、區間均勻地分成八段，從第一段到第八段分別為0,1/8,(1/8,2/8,(2/8,3/8,(3/8,4/8,(4/8,5/8,(5/8,6/8,(6/8,7/8,(7/8,1。分別與軸的八段一一對應。段落12345678斜率161684211/21/4表1 折線斜率表可以看出，除一、二段外，其他各段折線的斜率都不相同。圖7-4-8中只畫出了第一象限的壓縮特性，第三象限的壓縮特性的形狀與第一象限的壓縮特性的形狀相同，且它們以原點為奇對稱，所以負方向也有八段直線，總共有16個線段。但由于正向一、二兩段和負向一、二兩段的斜率相同，所以這四段實際上為一條直線，因此，正、負雙向的折線總共由13條直線段構

8、成，這就是13折線的由來。由A率特性在可知A率曲線原點附近的斜率應為：令上式子等16，可的A=87.6。依照（式A）可以求出Y軸均勻8段分割所對應的X軸坐標。如下表所示：表2 13折線對應X軸坐標對于Y取值的兩種情況X值幾乎相等，這就說明按1/2遞減進行非均勻分段的折線近似于A=87.6的A率特性式非常逼近的。（三）信源編碼語音編碼及信源編碼，語音編碼目的是為了把模擬語音轉變為數字信號以便在信道中傳輸，語音編碼技術在移動通信系統中與調制技術直接決定了系統的頻譜利用率。在移動通信中，節省頻譜是至關重要的，移動通信中對語音編碼技術的研究目的是在保證一定的話音質量的前提下，盡可能地降低語音碼的比特率

9、，因此，須對PCM轉化后的數字信號進行信源編碼。信源編碼技術通常分為三類：波形編碼、參量編碼和混合編碼。GSM手機采用規則激勵線性預測（RPE-LTP）即一個語音取樣值可用過去若干各語音取樣值得線性組合來擬和GSM所用的語音編碼是(RPELTP)，規則碼激勵長期預測編碼就是一種混合編碼技術，是為適應無線通信而制定的，具備碼率較低、算法復雜程度不高、延遲適中、抗誤碼能力強的特點，同時保證了較高的話音質量。因此，RPE-LTP算法還可以應用于語音郵件，話音記錄，錄音數字存儲等領域。RPE-LTP是混合編碼。它既利用了語音信號的相關性進行參數編碼，又利用了激勵源信號的幅度特性進行波形編碼。另外，還利

10、用人耳的聽覺特性，進一步消除語音信號中的主觀冗余度。其純碼速率為13kbitS，輸入的語音信號分20ms時間間隔劃分為一段（一幀），編碼器通過三個分析電路對語音信號提取峰值參數，按幀進行處理和編碼。信源編碼實現的框圖：語音幀（20ms）比較器誤差電信號激勵脈沖發生器線性預測器長周期預測器參數編碼 語編 圖7 語音信源編碼（1）線性預測器：8抽頭濾波器組成的8個聲域分析電路在20ms的語音段內輸出36bit的加權系數。（2）長周期預測器每一幀內，長周期預測器評估語音峰值間隔和增益4次，即每5ms測定一次，每次測定產生7bit滯后系數和2bit增益系數，在1幀20ms內產生36bit 數碼。長周期

11、預測器提取的特征參數用于表征濁音的音調結構。（3）激勵脈沖發生器輸入的語音數據信號與合成的預測值兩者進行比較獲得誤差電信號，該誤差數據信號確定脈沖序列中各脈沖的幅度和起始位置。每幀有40個脈沖，各脈沖相對位置不變，但對于每一幀語音信號分別用不同起始位置和各個脈沖幅度變化來表征濁音的特征，接收端用該脈沖去激勵語音合成模型。在一幀內激勵脈沖發生器產生188bit數碼。由此可得20ms語音信號經過語音編碼后被壓縮成260bit數碼，所以數據得傳輸速率為260bit/20ms=13kbit/s。（四）信道編碼：信道編碼主要是使用分組碼即在每組信息碼后附加若干個校驗碼。Dn-1··&

12、#183;··························Dr Dr-1······················

13、·······D0K位信息碼R位校驗碼圖8 信道編碼中檢驗在分組碼中，校驗碼僅校驗本碼的信息位，校驗后，檢驗糾錯能力就越強，校驗碼位數的多少通常用多余度來衡量。GSM信道編碼器信息碼與檢驗碼位數相同，即每個信息碼都有一個校驗碼，多余度為1/2，182bit加3bit奇偶校驗，4bit尾識別碼，編碼后數據增加一位數 2（182+3+2）=378 bit。對語音質量無重要影響的數碼78bit，378+78=456，編碼后傳輸速率位456bit/20ms=22.8kbit/s信道編碼包括：1、偶校驗碼；2、重要碼；3、循環碼。 其

14、目的是通過增加碼數來糾正個別錯碼，但它對于突發性錯碼或成串差錯的糾錯能力不是很好。因此又采用了交織技術將成半的錯碼轉換位隨機性差錯，從而可用信道編碼加以糾正。在發送端將信息碼排列數需打亂，重新排列組合，使不同幀的信息碼相互穿插交織后再發送到信道中去。20ms為一幀的語音信號經過信道編碼輸出為456bit，交織編碼器將兩幀語音信號（40ms）的912bit數據按每行8bit寫入，寫完共114行。取出時按列進行，分別有114bit語音數據。這樣40ms的語音信號被交織分散成8個時段，每個時段安插在一個信道幀中對應的一個時隙上，分時傳送。語音時隙的基本格式是 2×57bit語音數碼，另外有

15、2bit用于識別基帶傳輸的語音，還加入26bit同步數據，3bit頭識別碼，3bit尾識別碼，36.5ns（8.25bit）的保護時間，由此可得每時隙數據為156.25bit。（五）調制調試方式有：調幅（AM）；調頻（FM）；調相（PM）；與之對應數字信息也有三種最基本的調制方式：幅移鍵控ASK 頻移鍵控FSK 相移鍵控PSK其波形如下：圖10 三種調制波形GSM使用一種稱作0.3GMSK(高斯最小頻移鍵控)的數字調制方式。0.3表示高斯濾波器帶寬與比特率之比。 GMSK是一種特殊的數字FM調制方式。給RF載波頻率加上或者減去67.708KHz表示1和0。使用兩個頻率表示1和0的調制技術記作F

16、SK（頻移鍵控）。在GSM中，數據速率選為270.833kbit/sec，正好是RF頻率偏移的4倍，這樣作可以把調制頻譜降到最低并提高信道效率。比特率正好是頻率偏移4倍的FSK調制稱作MSK（最小頻移鍵控）。使用高斯調制濾波器進一步減小調制頻譜。它可以降低頻率轉換速度，否則快速的頻率轉換將導致向相鄰信道輻射能量。 如果沒有高斯濾波器，當傳送一連串恒定的1時，MSK信號將保持在高于載波中心頻率67.708KHz的狀態。如果將載波中心頻率作為固定相位基準，67.708KHz的信號將導致相位的穩步增加。相位將以每秒67.708次的速率進行360度旋轉。在一個比特周期內(1/270.833KHz)，相

17、位將在I/Q圖中移動四分之一圓周、即90度的位置。數據1可以看作相位增加90度。兩個1使相位增加180度，三個1是270度，依此類推，數據0表示在相反方向上相同的相位變化。實際的相位軌跡是被嚴格地控制的。GSM無線系統需要使用數字濾波器和I/Q或數字FM調制器精確地生成正確的相位軌跡。GSM規范允許實際軌跡與理想軌跡之間存在均方根（RMS）值不超過5度、峰值不超過20度的偏差。MSK調制的過程為：1 先將輸入的基帶信號進行差分編碼，2 然后將其分成I、Q兩路，3 并互相交錯一個碼元寬度，4 再用加權函數cos（t/2Tb）和sin（t/2Tb）分別對I、Q兩路數據加權，5 最后將兩路數據分別用

18、正交載波調制。MSK調制的調制電路圖及波形圖： 圖12 絕對相移鍵控調制波形由于接收端在解調時載波恢復存在著相位的模糊性，從而引起相當大的誤碼率，為了解決這一問題，應采用相對調相法。此方法與絕對調相法的不同之處在于數字信號0、1與載波相位0°、180°無固定關系而是與載波相位的改變（相位差）有關。GSM手機的數字調制框圖如圖所示。1差分編碼器：其實質為二進制計數器，工作原理為即來一脈沖輸出狀態翻轉一次。2數據分離器：其實質是將數據流中的奇與偶位分開。如下表所示：表3 數據的奇偶分離3加權相乘器：用DIDQ數字碼直接對載波進行調制，由于其幅度為+1,-1屬不連續的脈沖信號，調

19、制載波會產生相位的突變，當信號通過非線性放大器時，引起頻譜較大的展寬，容易對鄰近的頻道產生干擾，為了有姣好的抑制帶外干擾的能力，應采用連續的相位調制，該方式就是由加權相乘器先將跳變的調制數碼轉換為連續變換的正弦脈沖信號，然后再進行載波調相。這樣輸出的調相載波信號的相位是連續的。4載波調相器：奇偶數兩位二進制數碼的組合稱為雙位碼，雙位碼可傳送的信息有00 01 10 11，利用載波的四種相位0，/2 ，3/2來表征雙位碼的四種數據狀態。其原理如下：在該調制系統中，DI與DQ均設為不歸零的脈沖信號，其值不是1就是-1。分別表示二進制中的1和0，為了獲得調制信號的波形，DI對同相cos0t進行幅度調制。DQ對cos(0t+/2)進行幅度調制U（t）=VIcos0t+VQ cos(0t+/2) = VIcos0t-VQsin0t雙位碼DI、DQ為00碼時，DQ>VQ=-1 ；DI>VI=-1。V（t）=sin0t-cos0t = cos(0t+5/4),可見DQ、 DI為00碼時，調制載波的初始相位為5/4。TXI/Q為已調中頻信號，其頻率為一百兆赫