1、通信原理課程研究性學習手冊姓名 韓大峰學號 12211077 同組成員 雷曉敏 指導教師 王根英 時間 2014年12月 一、實驗任務：本實驗的目的是實現一個基于LabVIEW和NI-USRP平臺的調頻收音機，并正確接收空中的調頻廣播電臺信號。讓學生可以直觀深入的理解調頻收音機的工作原理，感受真實信號。并通過實驗內容熟悉圖形化編程方式，了解軟件LabVIEW和USRP硬件基本模塊的使用和調試方法，為后續實驗奠定基礎。本實驗需要用到的軟件和儀器有：軟件LabVIEW 2012（或以上版本）；硬件NI USRP（1臺）及配件。二、理論分析：1. 頻率調制FM（Frequency Modulatio

2、n）代表頻率調制，常用于無線電和電視廣播。世界各地的FM調頻廣播電臺使用從87.5MHz到108MHz為中心頻率的信號進行傳輸，其中每個電臺的帶寬通常為200kHz。本實驗重新溫習FM的理論知識，并介紹其基本的實現方法。通過一個基帶信號調節載波的數學過程分為兩步。首先，信源信號經過積分得到關于時間的函數，再將該函數當作載波信號的相位，從而實現根據信源信號變化對載波頻率進行控制的頻率調制過程。FM發射機頻率調制的框圖如圖1所示。圖 1 頻率調制示意圖在圖1的框圖中，將信源信號的積分得到一個相位和時間的方程，即：（1.1）式中，代表載波頻率，代表調制指數，代表信源信號。調制結果是相位的調制，與在時

3、域上載波相位的變化有關。此過程需要一個正交調制器如下圖2所示：圖 2 相位調制在此次實驗中，NI USRP-2920通過天線接收FM信號，經模擬下變頻后，再使用兩個高速模擬/數字轉化器和數字下變頻后將信號下變頻至基帶I/Q采樣點，采樣點通過千兆以太網接口發送至PC，并在LabVIEW中進行信號處理。假設已知調頻信號的數學表達式：（1.2）式中，代表載波幅度，代表調制指數，代表信源信號。由于在軟件無線電中，各種調制都是在數字域實現的，所以首先要對式1.2進行數字化。若將調頻信號以t為采樣間隔離散化，則式1.2中的積分運算應轉化為適合用軟件處理的數值積分，可采用復化求積法實現FM連續數學表達式的離

4、散化。即把積分區間分成若干子區間，再在每個子區間上用低階求積。即將積分區間a，b分為n等份，分點，k0，1，n在每個子區間上引用梯形公式，求和得復化求積公式為：（1.3）采用復化求積公式后，按三角運算展開后可得到FM的離散數學表達式為：（1.4）從理論上來說，各種通信信號都可以用正交調制的方法加以實現，如圖3所示。圖 3正交調制實現框圖根據圖3，可以寫出它的時域數學表達式為：（1.5）2. 反正切解調原理在本實驗中，推薦一個經典的解調方法反正切方法。其基本思想和實現過程如下：對于連續波調制，調制信號的數字表達式可以寫成：（1.6）換句話講，（1.7）式中，表示載頻的角頻率，表示比例因子，是一個

5、常數。展開1.8的結果是：（1.8）根據正交展開，設置同向分量如下：（1.9）假設正交分量是：（1.10）對正交分量與同向分量之比值進行反正切運算，得：（1.11）然后，對相位差分，就可以得到調制信號為：（1.12）即對接收到的經過下變頻的基帶正交信號化為極坐標的形式，得到其相位后再進行求導處理，得到調制信號。三、實驗步驟：下面說明FM_Rx.vi的設計過程，完成后的效果可以收聽FM廣播電臺節目。FM收音機的原理框圖如圖4所示。在學生程序FM Receiver.vi中，框圖中接收調頻信號等模塊都已經給出，FM解調部分是同學需要結合通信原理設計算法并完成的。下面給出實驗指導：接收調頻信號調諧(選

6、擇頻率)中放FM解調低放圖4 FM收音機原理框圖 改變載波頻率Hz找到你要收聽的廣播電臺，例如，如果中心頻率是94.7MHz并且電臺出現在頻譜圖上-1M位置處，那么該廣播電臺的頻率為93.7MHz。 將I/Q速率樣本數/秒減小到200k。 打開頻譜圖中的自動模式“Auto Scale X”。 移動到程序框圖（CTRL+E）。 從未完成的圖形程序“Disabled Diagram”中捕捉VI并把它們放在程序框圖中。 我們的目標是：基于FM解調器是從一個實信號恢復原始的音頻。從得到一個FM調制的I/Q采樣信號開始，為了恢復音頻，我們將從以下幾步實現算法： 提取瞬時相位的I/Q信號，一種方法是利用反

7、正切函數：phase_est = arctan(Q/I)； 去除因為反正切操作引入的在+/-180度處的信號不連續性； 使用相位的一階導數來估計瞬時頻率，它隨著我們想恢復的消息（音頻）成比例變化； 最后使用重采樣來降低數據率以便與聲卡相配。 用橙色通道線將程序框圖左邊的while循環與subResampleWF.vi中的重采樣（dt）模塊的輸入端連接起來。 刪除subSound_Out_16b_mono.vi右側的棕色波形線和subResFMpleWF.vi上方的輸出和移位寄存器右側的連線。 最后，刪除進入PS/PSD VI的VI，并連接導數和重采樣波形VI。 運行VI。l 重要模塊解析（這部

8、分內容用來說明subVIs提供的已編寫好的功能模塊） subComplextoPolarWF.vi 圖標“”功能：將復數向極坐標轉換位置：文件夾“FM Receiver”“subVIs”中 subUnwrap Phase - Continuous.vi 圖標“”功能：將-,相位展開為連續相位位置：文件夾“FM Receiver”“subVIs”中輸入信號Input SignalAngle（波形DBL）待處理的相位波形信號Reset布爾（TRUE或FALSE）是否重置輸出信號Phase UnwrappedAngle（波形DBL）經相位連續展開的波形信號 subDifferentiateConti

9、nuous.vi 圖標“”功能：對相位逐點求導位置：文件夾“FM Receiver”“subVIs”中ü 實驗效果驗證運行結果如下圖5所示。你可以通過接收不同的FM廣播電臺來檢查你設計接收機的性能，注意觀察接收信號的功率譜。圖5調頻接收機的前面板四、結論及分析：我們設計了該電路的解調部分電路。根據老師所給實驗要求，我們運用了反正切的原理，運用了老師所給的幾個控件，實現了調頻收音機的功能。由于老師所給原件能夠直接實現反正切變換功能，所以，我們利用老師所給的幾個控件和指導書內容，很快完成了電路。運行時界面如下，我們可以收聽到空中大家平常所收聽到的各種廣播頻道，但是會有一定的雜音。五、遇到

10、的問題及解決方法：1、對于老師所給控件和原理的理解，第一個就是移位寄存器的作用，while循環的移位寄存器記住上一次執行的結果，用于下一次使用。另外我們開始也是不知道如何去實現反正切的變換功能，直到看到老師給的講解才有點明白。還有的是我們不知道這個聲音是怎么產生的，調頻廣播的聲音變化應該是通過改變頻率來實現的，在咱們這個實驗中，通過反正切得到相位，后來展開成連續相位，再進行差分求導，這個時候可以間接用相位的倒數來估計頻率，從而得到了聲音。原理的學習是個很必要的過程。2、程序運行時出現的諸多問題是最主要的問題，因為在我們確定程序沒有問題的時候，這時候連接上USRP開始進行整個程序運行的時候，出現

11、了很多問題。最讓人頭疼的問題就是計算機找不到USRP，因此整個程序的接收模塊和調制模塊是沒有的，還好后來詢問了同學，也碰巧聽到了老師的講解才明白了其中的原因。原來是因為有的電腦以已經裝上了USRP的驅動，有的電腦并沒有裝上驅動，所以有的電腦識別不了USRP，也就不能完成收音功能。這時錯誤并不是程序的問題，而是裝載個驅動或者換一臺已經安裝了驅動的電腦就可以了。六、擴展問題：1. 頻偏的意義是什么？它怎樣影響調制信號？從聽眾的角度，我們能做些什么來解決這些影響？做一些測試驗證自己的觀點。答：頻偏就是調頻波頻率擺動的幅度，一般說的是最大頻偏，它影響調頻波的頻譜帶寬。調制指數m=最大頻偏/調制低頻的頻

12、率，調制指數直接影響移頻波頻譜的形狀與帶寬，一般說來，調制指數越大，移頻波頻譜的帶寬越寬。而最大頻偏是調制指數的一個決定因素，所以說它影響調頻波的頻譜帶寬。調頻收音機中的頻偏是相對于調幅收音機而言的。在調幅收音機中，音頻信號的變化是體現在電壓和電流的大小變化上，用俗話說，就是聲大電壓就高，聲小電壓就低。因為絕大多數干擾信號也是電壓變化，所以調幅收音機，抗干擾性要差得多。調頻收音機，信號調制的是頻率，也就是說聲音大小，體現的是頻率的變化，頻率隨聲音變化的范圍，就是頻偏。后面的問題沒搞懂啥意思。怎么解決什么影響？ 2. 找出一些能證明你設計的FM收發信機性能優劣的技術指標。答：當然是信噪比，功率，

13、或者說接收端噪音的大小等。性能越好的收發信機，其信噪比增益越接近理論值越好。經過理論計算，得到信噪比增益為：在測試時我們可以采用單音調頻，則信噪比增益可簡化為：采用對數形式表示：3. 你可以用你的FM接收機來收聽不同的真實的音頻信道如103.9MHz，87.6MHz，它和在接收信號的功率譜有什么相同點？你知道其原因嗎？頻譜中的尖峰脈沖意味著什么？答：在接收真實音頻信道時，可以看到在一些位置會出現尖峰脈沖，且出現的位置保持不變。我認為產生的原因是由于FM解調時存在的門限效應。門限效應是指：所謂門限效應，就是當包絡檢波器的輸入信噪比降低到一個特定的數值后，檢波器的輸出信噪比出現急劇惡化的一種現象。

14、開始出現門限效應的輸入信噪比稱為門限值。這種門限效應是由包絡檢波器的非線性解調作用引起的。在小信噪比情況下，調制信號無法與噪聲分開，而且有用信號淹沒在噪聲之中，此時檢波器輸出信噪比不是按比例地隨著輸入信噪比下降，而是急劇惡化，也就是出現了門限效應。當頻譜中出現尖峰脈沖時，代表著出現門限效應，輸入信噪比過小，造成輸出檢波器的信噪比急劇下降，性能急劇下降。頻譜中的尖峰脈沖應該是短暫的噪聲干擾。4. 你能基于USRP數字平臺設計一個類似的解調算法嗎？答：不能。我們嘗試了用別的方式進行解調了，但是木有成功。以上方法必須計算反正切,這樣編程計算是很麻煩的,因此我們提出了一種避免計算反正切的方法。以上方法

15、在計算反正切后進行差分運算,即求導,考慮到反正切的導函數形式簡單,因此這兩步應用復合求導公式可以得到: 采用這種方法繞過了計算反正切的難點,可以直接計算出結果,與查表法相比,大大提高精度。它的計算工作量包括需要做2次除法(Q/I只需計算Q(n)/I(n),保存在寄存器里作為下一次的Q(n-1)/I(n-1)、1次平方,2次加減法。因此,此方法不能用于中頻采樣率很高而對計算量限制要求很高的情形。圖2為使用改進的正交解調法的系統結構圖5. 嘗試創建一個雙通道立體聲的視頻流的正確解調算法。答：給出立體聲FM解調的算法：非相干解調的原理圖如下圖所示：BPF濾去無用的噪聲信號；限幅器消除信道中的振幅起伏

16、；鑒頻器由半波整流和低通濾波組成。收到立體聲FM后先進行鑒頻，得到頻分復用的信號。將頻分復用的信號分離開來，恢復成左右聲道。6.思考題1結合通信原理課程，試推導FM時域頻域的信號表達式，并大致畫出單音信號調制后的時域波形和復頻譜。思考題2從理論上分析，調制信號和載波信號對FM已調信號時域頻域的影響。思考題3考慮采用反正切解調方法，需要通過哪些步驟最終得到調制信號？試畫出流程框圖思考題4你是否還有其他的FM解調方法？可采用通信原理中其他解調方法，并比較算法難易和性能優劣。思考題解答：思考題1：由正交調制框圖，FM時域表達式輕易推倒得到FM頻域表達式為： FM調制前單音信號：調制后單音信號：思考題

17、2：一方面，通過調制可以把基帶信號的頻譜搬移到所希望的位置上去，從而將調制信號轉換成適合于信道傳輸或便于信道多路復用的已調信號。另一方面，通過調制可以提高信號通過信道傳輸時的抗干擾能力，同時，它還和傳輸效率有關。具體地講，不同的調制方式產生的已調信號的帶寬不同，因此調制影響傳輸帶寬的利用率。相干解調僅適用于窄帶調頻信號，且需同步信號；而非相干解調適用于窄帶和寬帶調頻信號，而且不需同步信號，因而是FM系統的主要解調方式。而載波則是將FM的頻率從低頻調制到一個適合傳輸的較高的頻段。開始思考題3：寫出調制信號表達式正交展開，設置同向分量和正交分量對正交分量與同向分量之比值進行反正切運算對相位差分，得

18、到調制信號對接收到的經過下變頻的基帶正交信號化為極坐標的形式，得到其相位后再進行求導處理，得到調制信號。思考題4：第一種：改進的正交解調法以上方法必須計算反正切,這樣編程計算是很麻煩的,因此我們提出了一種避免計算反正切的方法。以上方法在計算反正切后進行差分運算,即求導,考慮到反正切的導函數形式簡單,因此這兩步應用復合求導公式可以得到: 采用這種方法繞過了計算反正切的難點,可以直接計算出結果,與查表法相比,大大提高精度。它的計算工作量包括需要做2次除法(Q/I只需計算Q(n)/I(n),保存在寄存器里作為下一次的Q(n-1)/I(n-1)、1次平方,2次加減法。因為在TI的C54x系列DSP里,

19、沒有現成的除法指令,這也增加了編程和DSP內Q值控制上的問題,使得計算量增大。因此,此方法不能用于中頻采樣率很高而對計算量限制要求很高的情形。圖2為使用改進的正交解調法的系統結構圖2小角度近似解調法以上兩種方法都是先計算角度,再作差分。因此我們考慮能否直接計算差角的三角函數值,而后直接得到差角。由已調信號星座圖看來,由于FM是恒包絡調制,即星座圖上所有點都在單位圓上,故有: 則有：我們知道當(n)很小時,由小角度近似法則,sin(n)與(n)是近似相等的。利用這一原理,我們不難得到: 由于采用傳統的正交解調法,計算的是(n)的三角函數,這個是沒有辦法近似的,只能采用計算或查反三角函數表的方法,小角度近似解調法的優勢在于計算的是(n)三角函數,這個值一般都很小,因此才可以近似。根據這種方法,可以獲得最簡單的算法,由于只有2次乘法和1次減法,而沒有反正切、除法等計算,計算量大大簡化,因此也可以采用較高的中頻采樣率,但它的限制在于只能應用在調制角度很小的情況下。圖3為使用小角度近似解調法的系統結構圖: FM數字解調方法的比較：3種解調方法主要優缺點應用范圍傳統正交解調法