1、基于改進矢量控制的三相電壓型整流器的系統分析和設計浙江大學熊宇李君張仲超重慶大學于相旭摘要：文章首先對基于矢量控制的三相電壓型P WM 整流器的控制系統進行了分析和設計，然后在此基礎上提出1種新的改進系統動態響應的前饋控制方案，最后通過仿真驗證了該控制方案的正確性。關鍵詞：三相整流器功率因數校正矢量控制前饋A n a l y s i s a n dD e s i g n o f a T h r e e -p h a s eV o l t a ge S o u r c eR e c t i f i e r B a s e d o n a n I L p r o v e dV e c t o r

2、C o n t r o l S c h e L e X i o n g Y u L i J u n Z h a n g Z h o n g c h a o Y uX i a n gx u A b s t r a c t ：T h e c o n t r o l d e s i g n a n d s y s t e ma n a l y s i s o f t h r e e -p h a s e v o l t a ge s o u r c eP WMr e c t i f i e r b a s e d o n t h e c o n -c e p t i o n o f v e c t

3、o r c o n t r o l a r e f i r s t p r e s e n t e d ，t h e n a n o v e l f e e d f o r w a r d c o m p e n s a t i o n s c h e m ew h i c h c a n i m p r o v e t h e d y -n a m i c r e s p o n s e i s g i v e n . S i m u l a t i o n s v e r i f i e d t h e p r o po s e d s c h e m e . K e yw o r d s

4、 ：t h r e e -p h a s e r e c t i f i e r p o w e r -f a c t o r -c o r r e c t i o n v e c t o r c o n t r o l f e e d f o r w a r d 1引言 在三相電壓型高功率因數P WM 整流器的控制策略中比較引人注目的有2種，即電壓空間矢量調制（S V M ）和基于d -q 坐標系的矢量控制。前者的優點是直流側電壓利用率高，易于數字化實現，但其實質是以間接電流控制方式控制電流，因而難免動態響應不理想（它更適用于電壓型逆變器）1。而后者盡管多用模擬器件實現，但它不僅具有一般直接

5、電流控制的動態響應快、穩態性能好、自身具有限流保護能力等優點，還具備如下優點：一是消除電流穩態跟蹤誤差，二是可以實現無功功率的解耦控制，故目前實用化的是矢量控制。基于矢量控制的三相電壓型高功率因數整流器的控制系統設計較為復雜，目前尚無文章給出1種較明朗的設計方法。文章首先對基于d -q 坐標系的矢量控制方案進行分析，接著對基于該方案的控制系統給出1種清晰的分析和設計方法，然后在此基礎上提出1種改進系統動態響應的前饋控制策略，最后通過仿真驗證了文中所作分析及設計的正確性。2矢量控制的原理三相電壓型P WM 整流器主電路見圖1。分析時假設系統參數都對稱、穩定。 L w-w -L i d i q -

6、L 00L V p dV p q+L 00L V d V q式中：L 、r 分別為交流側輸入電感及其等效輸入電阻；w 為電網角頻率；V d 、V q 為交流電源電壓空間矢量在d 、q 軸上的分量；V p d 、V p q 為整流器交流側輸入電壓空間矢量在d 、q 軸上的分量。由此可寫如下微分方程V d E r i d +L i d +V p d -w L i q（1）V q E r i q +L i q +V p q+w L i d （2）由式（1）、式（2）可畫出d 通道（q 通道可類似畫出）電流環控制方塊圖如圖3所示。當交流電源電壓穩定時，V d 、V q 為恒定的直流量，因而對電流環而言

7、可視作恒值擾動。在變換器的P WM 調制中，設三相調制波的空間矢量在d 、q 軸上的分量為m d 、m q ，設輸出電壓為V o ，則有下式成立m d2E V p d m q 2E V p q 設三角載波幅值為E c，則可導出下式m d 2E2E cV o （3）m q2E 2E cV o （4）式中：i m d 、i m q 分別為d 、q 通道電流調節器的輸 出。c；G f b （s）表示反饋系數；G c （s ）為電流調節器傳遞函數，w L i d 與w L i q為兩電流環間耦合量，穩態時為直流量。在圖3中，系統的動態特性決定于表征有功功率傳送的d 通道5。電流調節器調節的是直流量，因

8、而具有恒值調節系統的優點，文章選用P I 調節器作為電流調節器。r fb （s ）給定系統參數為：輸入相電壓幅值為156V ，輸入端電感L E 5m H ，電感電阻為0. 5A ，輸出電容C E 1000F ，負載電阻R E 100A ，輸出參考電壓為400V 。則由波德圖法設計的電流調節器為K P WM E200，G i （s ）E （1+s），取G f b（s ）E 10-4s +1，則可得電流環開環傳遞函數為41電氣傳動2002年第5=期G o i （s ）E （）s （5*10-3s +0. 5）（10-4s +1）由此可畫出開環傳遞函數的波德圖，見圖4。由圖4可見幅值裕量為24d B

9、 ，相位裕量為31，因而系統能夠穩定。其閉環傳遞函數的波德圖見圖5 。t+i L o a d式中：i L o a d整流器直流側負載電流。若系統無損耗，在單位功率因數條件下，可得以下功率平衡關系式3V r m s i r m s E V o i o （5）式中：V r m s 、i r m s分別為輸入電網電壓有效值、輸入電流有效值；i o 為輸出電流。考慮到三相靜止坐標系到d -q 同步旋轉坐標系的變換關系，有i dE m式中：i m 為輸入電流幅值。則式（5）可改寫為 r m s i d E V o i o（6）由于在整個閉環控制系統中，d 通道的電流參考信號是由電壓調節器的輸出給定。因此

10、有i d E i d r e f K c （7）式中：K c 電流閉環增益。若令i d E I d +i d v r m s E V r m s +v r m sv o E V o +v o i o E I o +i o i d r e f E I d r e f +i d r e f i l o a d E I l o a d +i l o a d運用小信號線性化方法并忽略高階項，可得如下穩態方程和小信號方程 r m s I d r e f K c E V o I oI o E I L o a di o V o d r e f V o r m s-V o oC E d t E i o -i

11、lo a d根據上述方程，并利用電壓調節器G v （s ），可得電壓環的小信號控制方框圖見圖6，其中有關參數如下G V iV oG K V oZ L （s ）E s C G Z EV o由圖6可得電壓環的傳遞函數W c E v r e f E （）1+Z L K f bG k G V s +G Z （8）s則系統的開環放大倍數為K o pC V o根據文章給定的系統參數，電流閉環增益約為1，則G K E 0. 4776，z c E s，K f b取為1，G Z 51電氣傳動2002年第5=期E 0. 01，若取G V （s ）E 1+s，則整個系統閉環傳遞函數為 W c （s ）E （）0.

12、8s 2+383s +305. 6 由此可得整個閉環系統的波德圖，見圖7。由圖7可見，電壓環的閉環帶寬為71H z ，遠遠低于電流環帶寬。 （9 ）對式（9）進行小信號線性化并忽略高階項可得如下小信號模型i Fc V 2r m s r m sc V r m s（10）于是前饋補償器函數為F vF i i r e f E i v +i F帶前饋控制的系統控制方框圖如圖8所示。在本系統中，K c 近似為1。在理想情況下，補償器的輸出與i d r e f 相等，此時電壓調節器的輸出近似為零。5新方案的仿真驗證為了驗證以上分析，本文利用給定的系統參數，采用仿真軟件S a b e r 5. 1進行了仿真

13、。部分仿真結果見圖9。 波形完全同相。圖9b 為d 通道、q 通道電流波形，由圖可見，三相電壓型P WM 整流器剛啟動時，三相電流未跟蹤輸入電壓，i q 不為零，此時整流橋處于不可控整流狀態。圖9c 為未加前饋控制時在60m s 由空載到突加階躍負載（50A ）時的V o 、i a 情形。圖9d 為加入前饋控制后在60m s 由空載到突加階躍負載（50A ）時V o 、i a 的情形。由圖9c 、圖9d 比較可知，加入前饋控制后V o 、i a 的動態響應明顯加快，抗負載擾動的能力大大加強。圖9e 為加入前饋控制前電網相電壓幅值在80m s 由156V 變為220V 時V o 、i a的波形，

14、圖9f 為加入前饋控制后電網相電壓幅值在80m s 由156V 變為220V 時V o 、i a的波形，由圖9e 、圖9f 可見加入前饋控制后系統響應明顯加快。6總結文章首先對基于矢量控制的三相電壓型P WM 整流器系統進行了分析，然后運用“雙環分離法”的思想和功率平衡的原理對電流內環和電壓外環進行了設計，并在此基礎上提出一種新的前饋控制策略。采用該控制策略不僅可以獲得很好的穩態性能，還可以大大提高系統動態響應能力，最后通過仿真驗證了所作的分析和設計。文章提出的含前饋控制的矢量控制方案以及相應的系統分析及設計方法，對于指導實際系統的設計均具有較高的參考價值。參考文獻1于相旭.三相升壓型功率因數

15、校正電路的建模與仿真. 重慶大學博士學位論文，20012許大中編著.交流電機調速理論. 浙江大學出版社，19913R u s o n g W u ，S h a s h i D e w a nB . A n a l y s i s o f a nA c t oD cV o l t a ge S o u r c e C o n v e r t e rU s i n g P WM w i t hP h a s e a n dA m pl i t u d eC o n -t r o l . I E E ET r a n s . o n I E ，1991，27（2）：3553644吳昕.開關電源功率因

16、數校正器的研究. 重慶大學碩士學位論文，19965熊宇. 三相電壓型功率因數校正器的研究. 重慶大學碩士學位論文，20016H e n g c h u nM a o ，D u s h a nB o r o ye v i c h ，F r e dCL e e . N o v e l R e d u c e d -o r d e r S m a l l -s i g n a l M o d e l o f a T h r e e -p h a s e P WMR e c t i f i e r a n d I t s A p p l i c a t i o n i nC o n t r o l D

17、 e s i g n a n d S y s t e mA n a l ys i s . I E E ET r a n s . o nP E，1998，13（3）：511521! 2002-02-19（上接第5頁）k H z 。這樣P WM 波形中的高頻成分將被濾去，將有效地減少原D r i v e -C a b l e -M o t o r 電路諧振現象，使有可能引起共振的高頻成分無法到達電機。注意應用L C 濾波器時，變頻器P WM 調制波的載波頻率應大于5k H z ，以防L C 濾波器中的電流 對變頻器產生誤動作。2002-01-2571電氣傳動2002年第5" " " " " " " " " " " " " " " " " " " " " "