1、    多路隔離輸出的車載輔助電源設計摘要：設計了一種多路隔離輸出的車載輔助電源采用UC3842控制芯片的多路輸出反激變換器。結合試驗樣機和試驗結果，分析了電路的工作特點、變壓器的設計要求。該變換器的效率高、體積小、具有過載與短路保護等優點。關鍵詞：反激變換器；連續工作模式；斷續工作模式；輔助開關電源O引言反激變換器具有電路結構簡單、輸入輸出電氣隔離、電壓調節范圍寬、易于多路輸出等特點，因而適合于電力電子設備內的輔助開關電源。本文所設計的摘要：設計了一種多路隔離輸出的車載輔助電源采用UC3842控制芯片的多路輸出反激變換器。結合試驗樣機和試驗結果，分析了

2、電路的工作特點、變壓器的設計要求。該變換器的效率高、體積小、具有過載與短路保護等優點。關鍵詞：反激變換器；連續工作模式；斷續工作模式；輔助開關電源O 引言    反激變換器具有電路結構簡單、輸入輸出電氣隔離、電壓調節范圍寬、易于多路輸出等特點，因而適合于電力電子設備內的輔助開關電源。本文所設計的開關電源系統是一種小型車載電源，通過蓄電池供電，為車內的主控制系統、驅動系統、通信系統等提供所需的輔助電源，此電源具有多組隔離輸出、結構簡單、性能可靠、成本低廉等特點。    開關電源的控制電路可分為電壓控制型和電流控制型，前者是一個單閉環電壓

3、控制系統，系統響應慢，很難達到較高的電壓調整率；后者是一個電壓、電流雙閉環控制系統，較電壓控制型有不可比擬的優點。因此，本文所設計的電源選擇了UC3842電流型控制器作為隔離開關穩壓電源的核心。1 UC3842 PWM控制器簡介    UC3842是一種高性能的固定頻率電流型控制器，單端輸出，可直接驅動MOSFET，具有管腳數量少、外圍電路簡單、安裝與調試簡便、性能優良、價格低廉等優點。通過高頻變壓器與供電電源隔離，非常適于2050W的小功率的輔助電源，其內部結構如圖l所示。它具有兩個控制環路，一個是輸出電壓反饋誤差放大器，用于同基準電壓比較后產生誤差電壓；另一個

4、是變壓器原邊中的電流在采樣電阻上產生的電壓與誤差電壓進行比較調節調制脈沖的寬度，這些都是在時鐘所限定的固定頻率下工作。其主要特點如下。    1)良好的負載調整率 因為誤差放大器可專門用于控制由于負載變化造成的輸出電壓變化。    2)電壓調整率好，可達到0 01V 這是由于輸入電壓的變化可立即反映為變壓器原邊電流的變化，它不經過任何誤差放大器就能在比較器中改變輸出脈沖寬度，再加上一級輸出電壓至誤差放大器控制，能夠使電壓調整率更好。    3)過流保護電路的簡化由于采樣電阻上的信號對應變壓器原邊電流的峰值

5、，所以形成逐個脈沖限流電路，只要采樣電阻上電壓達到1V，脈寬調制器就立即關閉，而這種峰值電流檢測技術可以靈敏地、精確地限制輸出的最大電流。    4)誤差放大器補償電路簡單，穩定度提高并改善了頻率響應這是由于采樣電阻上檢測的峰值電流值能代表其平均值大小，整個電路可以看作一個誤差電壓控制源，變換器由雙極點變為單極點。    5)采用電流環的自動穩流電流峰值控制可改善開關調節系統的穩定性和瞬態特性，當系統受到擾動影響時，只要被檢測的電流發生變化，就立即反映到控制電路中，使之自動調節，而不會象單環調壓系統那樣要等輸出電壓發生變化后，才調節控

6、制端，雙閉環控制系統很好地提高了穩壓電源的響應速度。    6)欠壓鎖定電路其開啟電壓為16V，關閉電壓為10V,UC3842的電源可以由高壓直流電通過一個降壓電阻來提供，6V的啟動關閉電壓回差可以有效地防止電路在閾值電壓附近工作時的振蕩：在UC3842的輸入端設有一個36V齊納管，保證內部電路絕對工作在36V以下，防止可能高壓帶來的損壞。    7)圖騰柱式輸出 UC3842輸出給開關管的平均電流為±200mA，最大峰值電流可達l.OA，輸出低電平為16V，輸出高電平為134V，故適合驅動雙極晶體管或者MOSFET

7、。芯片內部設置有PWM鎖存器，可保證輸出端在每個振蕩周期內僅出現一個單控制脈沖，防止噪聲干擾和功率管的超功耗。2 電路設計    本文設計的多路輸出反激變換器，輸人為24V鉛酸蓄電池，直流輸出有4路(+145V×2、+5V、一14 5V)，一路交流母線方式輸出(14 5V)，可以擴展多路隔離輸出。設計原理如圖2所示。2.l 啟動電路設計    由R11、C7、C8組成芯片啟動網絡。當系統上電時，由蓄電池直流電提供給芯片腳7大于16V的電壓，使得UC3842開始正常工作。22工作頻率設定  

8、0; UC3842的工作頻率由式(1)設定，即       式中：R為腳4與腳8間電阻，CT為腳4接地電容。    UC3842的工作頻率很寬，最高工作頻率為500kHz。本設計取：RT=43 k,CT=lnF；則fs=42kHz。23 高頻變壓器的設計    高頻變壓器具有儲能、隔離的作用，所以在反激變換器設計中，變壓器的設計是關鍵。在磁芯大小、原邊電感值、氣隙大小、原邊線圈的匝數以及各個耦合繞組的繞法等問題都需要仔細計算和考慮。為了減少變壓器的體積和降低損耗，一般采用高頻

9、低耗的磁芯。高性能功率鐵氧體磁芯具有高初始磁導率i、低矯頑力Hc、高飽和磁感應強度鼠、低剩磁Bt、高電阻率p和高居里溫度c，等優點。磁導率高，則變壓器工作時勵磁電流就小；矯頑力低，則磁滯損耗比較小；飽和磁感應強度高、剩磁低，則變壓器工作時磁通變化范圍可以較大，相應減小了變壓器的體積；電阻率高，則高頻工作時渦流損耗比較小；居里溫度高，變壓器工作溫度可以相應提高。但是，以上各項要求在同一種磁性材料中不可能同時得到滿足，要視具體應用進行選擇。    本設計選用國產NCD LP2材料的鐵氧體磁芯，它主要適用于20150kHz的中高頻開關電源中，在此頻率范圍內材料具有很低的

10、磁芯損耗，且損耗呈負溫度系數，因而可有效抑制變雎器的溫升。EER28型磁芯外形如圖3所示，外形尺寸如表l所列，性能如表2所列。    在磁芯里增加氣隙有兩個作用：一是使得磁滯回線傾斜，可以降低磁導率，以便在選擇一定線圈匝數時，可以得到所設計的變壓器的電感值；二是可以在增大線圈電流值的情況下磁芯也不易飽和。變壓器原邊電感是個很重要的參數，它的值贏接影響整個電源的性能，原邊線圈的導線應盡可能粗，這樣可以有效地減少集膚效應。所加的氣隙不能太小，否則磁芯易飽和；同時也不能太大，否則將引起原邊漏感增大而致使線圈發熱，增大損耗。    

11、 反激變壓器的各個參數的設計如下。    首先確定輸出功率，設定工作的占空比(此處取O33)。在確定工作頻率的基礎上可得輸出功率Po為   式中：Lp為變壓器原邊電感值；    Ipk為原邊電感電流峰值。    變換器工作在斷續狀態模式，則有   式中：為最大占空比)為開通時間；    Vin為原邊輸入電壓值。    由式(2)和(3)可得    

12、   因為輸出電壓為一方波，一個導通周期的伏秒特性與原邊匝數的關系為       式中：Bw為變壓器磁芯的工作磁通密度，對于磁芯工作磁通密度，一般由飽和值Bs決定，取值稍低于磁化曲線的拐點，Bw取值過高則易使得磁芯飽和，取值過低則降低變壓器的利用率，此處取Bw=O6Bs；    Ae為變壓器磁芯的有效截面積。    對于二次側的各個繞組按輸入最低電壓Vin-min和最大占空比計算，則   式中：Voi為輸出支路電壓； 

13、;   VD為二次側整流二極管壓降；    VL為繞組壓降，可忽略不計；    Ni為相應輸出支路的匝數。    在不考慮邊緣磁通和磁芯磁阻的前提下，變壓器磁芯氣隙長度由式(7)確定，即       根據所設計電路：Po=20 W，Vin=2426V，fs=42 kHz，Dmax=O33，采樣電阻Rs=0125的要求；可以計算出Ipk=5 A，Lp=38H，g=046mm，N1=13，N2=17(+145 V反饋支路)，N3=

14、17(一145 V支路)，N4=17(單路+14 5V)，N5=7(單路+5V)，N6=17(14.5 V交流母線)。變壓器原邊用#26AWG漆包線(兩股)，副邊均采用單股#26AWG漆包線。2.4 緩沖保護電路的設計    在所設計的電路中Rl0、D3、C4組成的緩沖保護網絡，可以有效地防止功率開關管關斷過程中承受大的反壓。    由式(8)可得各個參數的具體數值。   式中：VDS是MOSFET的漏源極間的最大電壓值；    Is是漏極最大電流值。  

15、  此電路中VDS=42V，Is=5 A，由此可得R10=30，C4=68 nF，PR10=3W 。3 試驗分析    基于以上的設計步驟，研制了試驗樣機并進行了試驗。圖4中分別為反激變換器工作在斷續模式(DCM)下的開關管驅動波形、vDS電壓波形和采樣電阻上的波形。    由圖4可知，在開關管上加上緩沖保護電路后，使得開關管所承受的應力大大減小，vDS。的波形更加趨近于理想情況，很好地起到了對開關管的保護作用。    圖5中分別為反激變換器工作在連續模型(CCM)下的開關管驅動波形、vDS電壓波形和采樣電阻上的波形。    由圖5可知，變壓器原邊電流的上升率在兩種工作狀態下是一致的，可以看到在額定負載和輕載下電路自身的調節作用的穩定性和準確性。     電壓調整率的測試結果如表3所列，所設計的反激變換器在不同的負載條件下，反饋支路輸出電壓的變化率控制在15以內，為所需供電設備