1、對于遙測發射機的調制的選擇設計一個用于遙感勘測的發射機需要仔細考慮調制方案。對于這樣的一個系統，天氣遙測發射機需要以384b/s (48 B)的速度發送數字數據，這些數據來自多路變送器(傳感器)測量溫度、壓力、濕度、風速和全球定位系統(GPS)數據(協調和時間數據)的輸出。使用從402到406MHz的4MHz的分配帶寬及200個20-kHz的頻道使得發射器工作在特高頻帶的低段。 發射機包括三個基本部分：基帶、帶有高頻合成儀的射頻級和同步回路。本文集中分析發射機的基帶回路，包括對射頻級所需信號的處理和預備，例如脈沖成形、誤差修正、譯碼、交叉存取和調制。 脈沖成形使得干擾的影響最小化，它通過一個同

2、步/正交調制為展頻處理限制一個信號的帶寬： 其中：d(n)為輸入數據(二進制或多級數)，g(t)為脈沖波形信號，s(t)為成形信號。 各種各樣的脈沖波形可以用來限制帶寬，包括升余弦公式和高斯公式。在時域范圍內，升余弦公式為： 其中，r為滑動系數(0 < r < 1)。 既然在使用中信噪比(SNR)非常低，當氣球上升時，發射機不能穩定，一些信號衰落是不可避免的，因此，需要使用誤差檢測和校正措施。卷積編碼器隨同回旋交錯機對于低信噪比下的數字式發射機是一個相當不錯的想法。交錯機通過很大范圍的數據分配區間誤差從來最小化區間誤差。卷積編碼器依靠向源符號增加足夠的冗余和連續或用小塊連續地處理信

3、息取得無誤傳輸。 圖1顯示一個四態的卷積編碼器，比率定義為輸入位的數目與輸出位數目的比。這個系統有一個輸入和兩個輸出，結果譯碼率為二分之一。卷積編碼器的狀態數由延遲單元(存儲器)所決定，輸出不僅由輸入電流決定，還與先前的輸入或輸出有關。換句話說，譯碼器是一個有限狀態的機器。 通常，對于k/n這樣一個比率的卷積譯碼器對于一個信息輸入位有k個移位寄存器，n個輸出譯碼位由寄存器的內容和輸入信息位以線性組合(異或門)所確定。當比率是1/n時，一種出名的鑿孔技術可以運用以取得更高比率的卷積譯碼器。 編碼的形式由發生器或發生器序列所決定： 發生器可以寫成多項式D的形式，D為一個單元延時。 發生器可以表示成

4、二進制的形式，如g0 = 1 1 1和g1 = 1 0 1，這里，1代表與異或加法器有連接而0就代表與異或加法器沒有連接。他們也可以表示成八進制系統，如7, 5。當前系統使用了不同的發生器，并帶有運用MATLAB的數學分析/仿真程序由MathWOrks工具來實現171, 131發生器的卷積運算。 在多路情況下，發射機需要一個交錯器來改善位誤碼率。在當前的運用中，一個回旋交錯器伴隨著卷積乘積編碼器使用。在交錯的過程中(圖2)，每一個單元代表一位，伴隨著分布的鄰近位在接受端輕松恢復。 選擇校正調制有很多重要的尺度，包括發射機的總費用、面積、電源和所需的發射機的移動性。對于當前的運用，發射機是可置部

5、件并且只使用一次或兩次，因此必須降低成本。發射機也應該盡量小、盡量輕。發射機設計在+9-VDC電源下運行。受限的供應電源要求發射機工作在非線性情況下，這就意味著要使用等幅波包調制方法。由于發射機的移動性，振蕩效應和多普勒效應可以導致死區而使接收器沒有信號應該引起關注。盡管卷積編碼增強了系統數據處理器的一個附加的負載并使得電源消耗上升，但它卻能最小化由于多普勒效應、衰退效應以及多徑效應而導致的數據損失。考慮效率而仔細選擇調制形式，它將能滿足在+9-VDC電源下系統的性能要求。 按振幅移鍵方式，載波的幅值按照傳輸數據而變化。依照二進制傳輸，載波幅值將以圖2中兩種值中的一種出現。由于信號幅值的波動，

6、調制方法自身在噪聲信道的效率并不高，但它通常結合其他的調制方案來跳高系統的光譜效率。 依靠頻率作為調制參數，就是頻率移鍵(FSK)。當使用二進制數來調制載波頻率時，圖4所示的兩種載波頻率就產生了。頻率分離(頻差)可以選擇從而可以產生正交(/2相位)傳輸。FSK調制在噪聲存在情況下是十分有效的，但需要結合例如相位解調等其他的調制方式來增加頻譜帶寬。FSK的二進制帶寬(BFSK)為：BW = 4fb,，這里fb為基帶數據頻率，或： d(t)為+1或1由二進制輸入所決定；為固定偏移。傳輸信號要么為： 要么為： 信號的角頻率wH = w0 + 或wL = w0。BFSK信號可以由圖5的簡單調節器而產生

7、。在這個結構里，兩個平衡調制器交替使用，一個的載波角頻率為wH，另一個為wL。EH和EL的振幅依照圖5的圖標產生，因此調節器的功能如同開關一樣。因此，BFSK的信號可以重新寫成等式10，它可與二進制相位移鍵(BPSK)相比較。在BFSK中，兩個術語的幅值在0 和1之間交替變化，同時在BPSK中，幅值在1和1之間交替變化。BFSK信號的終點之間的距離比BPSK信號分離點之間的距離要短。通過比較三角恒等式11或交替變化的等價表達式12，可以進一步提高BFSK和BPSK的方案。 第一個術語沒有攜帶任何信息。在這個公式中第二個術語與BPSK相似，并伴隨著由sint所形成的數據這樣一個較小的差別。因此，

8、BFSK并沒有分享BPSK的噪聲電阻。多頻相移鍵控包含多級傳輸而非二進制數據，其總帶寬B=2Mf，其中M為符碼(碼元)數，fs為符碼率。因此，M進制FSK比其它調制方案(如M進制PSK)要求有更寬的帶寬。與其它調制方案(如BPSK.)相比，隨著M上升，誤碼率率下降。 在相移鍵控調制(PSK)系統中，載波的相位隨著數據的變化而變化，通過保持載波幅度大體不變，本方案可提供較好的噪聲阻抗。將PSK 與ASK兩者相結合可大大地提高頻譜效率。發送一個波形做為載波，用基帶信號作為調制波就可實現二進制移相鍵控BPSK(BPSK信號也可視作調幅信號)。 在典型的PSK信號頻譜中，主瓣 (90?以上的信號功率都

9、集中在此 )和副瓣間的分貝差為14 dB。如此高的副瓣會導致鄰道干擾，因此需降低副瓣的功率。通過對基帶信號和低通濾波可有效抑制(盡管不能完全消除)不必要的副瓣信號。然而，這樣會造成有用信號失真，導致信號通道中某個數據位和其鄰近數據位的局部重迭 ，這一現像被稱為碼間干擾。可采用均衡濾波器使碼間干擾ISI最小化。 如圖6所示，可采用信號混頻器相應地改變載波的幅度、相位或頻率以實現對載波的調制，混頻器輸出兩種信息狀態，分別代表1和0。與混頻器相比，正交調制器可同時改變載波的任一參數(幅度、相位或頻率)以表示相應信息。正交調制器由一個移相器，兩個混頻器另加信號混頻級組成。 正交調制器產生一個正交相位位

10、移鍵控信號，該信號可用式13表示，其中： QPSK基帶信號的相位突變會引起高頻頻譜成分，頻譜寬度也相對變寬。基帶的頻譜范圍較大，并隨著載波的傳輸被移到載波附近，但其頻結構不變。 當符碼率為1/Tsb,時，QPSK中的相位發生突變(可高達180度) ，Tb為數據率。 這類相位突變會使載波幅度發生本質變化，導致QPSK通信系統中的故障。許多系統在其發射機中采用非線性功率輸出級以抑制幅度變化，然而，也因為其非線性，這些輸出級會在主瓣范圍外產生頻譜成分，從而抵消帶通限制過濾效應，并導致通道間干擾。Staggered 或正交(偏移)QPSK (OQPSK), 將相位變化限制在90度 (常用來代替180度

11、)。 通過將相移限制在90度，QPSK數據列被逐個延遲數據率的半個周期，信號包封不會為0。BPSK的誤碼率與 QPSK 及 OQPSK相同。 最小移頻鍵控的一個重要特性就是其相位的連續性。偏移正交相移調制QPSK 和MSK一樣，調制后的傳輸數據占用半個正弦波周期。MSK 的信號重迭為常量，避免了像OQPSK系統中的90度相位突變。在MSK中，與正交載波相乘的基帶信號波形比偏移四相相位鍵控OQPSK中陡峭的方波要平滑許多。與此同時，MSK的主瓣頻寬為QPSK主瓣頻寬的1.5倍;而MSK的副瓣頻寬較小，這使得濾波更為容易。 MSK的數學表達式為式14。MSK信號為正交信號，其中的每項與數據相乘，為

12、使其平滑，數據通過正弦波調制。 因其波形類似OQPSK的修改版 ，故也可稱它為"shaped OQPSK."。可將MSK信號按FSK信號形式顯示。 通過使用三角等式，MSK的方程可為15式，式中兩項的幅度可用式16中的EH 、 EL來取代，則MSK信號如式17所示。 若de(t) and do(t) 為雙極值 +1、 1，與此同時EH、EL的值分別為0 、1。盡管傳輸信號的幅度保持不變，但其角頻率為 wH 或 wL，有點像FSK信號。至于位間隔Tb,的正交狀態，以下結果是令人滿意的： 考慮到三角等式2sin(A)sin(B) = cos(A + B) cos(A B),，可

13、見，在以下條件時信號可保持正交狀態： 從而有21式。 當 m n = 1且fL 0.時，可得fL 與fH間的最小差值。當m、n為最小值，即n = 1 且 m = 2時, 則 fH = 3fb/4 、 fL = fb/4. 當 wL wH = 2 , 則 = 2(fb/4). 正因如此，這一調制方案被稱之為最小相移鍵控(MSK) 至此，輸入數據已被調制成半個正弦波形。在高斯MSK (GMSK)中,輸入數據用高斯脈沖調制。與MSK相比，其相移被降至小于/2，且相位狀態間的過渡也更平滑。 高斯脈沖的數學表達式如下： 其中：=3dB帶寬 在連續相位調制方案中，載波的相位變化更為平滑。然而，若要使這一平滑的相位變化保持其連續性，就要將之前的符號(symbol)存儲于存儲器L，當L=