1、基于交流斬波器電壓補償的自動電壓調節器摘要：本文提出了基于AC斬波器電壓補償的自動電壓調節器（AVR）。所提出的AVR由脈沖寬度調制（PWM）交流斬波器和電壓補償變換器組成。交流斬波器的切換問題由開關模式進行解決，交流斬波器在沒有斬波器的情況下直接進行AC-AC功率轉換，所以減少了AVR的體積和成本。交流斬波器僅僅補償所需的電壓，所以降低了開關的切換頻率和損耗。使用旁路開關，使得所提出的AVR 不僅可以補償電壓暫降同時也補償輸入電壓。實驗結果驗證了所提出的AVR能夠快速補償電壓跌落和輸入電壓的過剩。1 引言自動電壓調節器（AVR ），是一種被稱為線路調節器的裝置，它能自動地調節輸出電壓。電源線

2、干擾可能會導致敏感的設備產生嚴重問題，如計算機，通訊設備和過程控制系統1。與增加使用敏感設備相比，電壓驟降和膨脹在今天所面臨的工業客戶中已被確定為重要的電能質量問題。以提高敏感設備的可靠性，解決功率質量問題，特別是電壓跌落和膨脹的許多方法已被提出。動態電壓恢復（DVR）與直流母線電容相連的有關報道，用以保護敏感負載免受電壓跌落和膨脹2-5。但是，在DVR的功率轉換器提供了間接的AC-AC功率轉換，這意味著有如下可能的缺點：如在功率半導體器件的多個設備的計數中，相比直接AC-AC電源轉換會有更多損失和較低的效率。此外，該直流鏈路電容器作為能量存儲元件，由于它的尺寸和維修問題而成為一個難題3。為了

3、克服這些缺點， 在AVR基于脈沖寬度調制（PWM）的交流斬波器，也被稱為矩陣轉換器，可以考慮實現直接AC-AC電源轉換。 AVR單片機的基礎上與交流斬波電壓串聯補償模型框圖如圖1所示。交流斬波器是基于一個變壓器輸出電壓補償降壓轉換器的配置。輸入電壓被分成幾部分，并且輸出電壓是通過控制占空比決定。然而，大多數標準交流斬波器需要有換向問題和復雜性的控制電路的雙向開關。換向問題導致高電壓尖峰，這就限制了額定功率。開關的換向是關鍵的，當電流路徑被改變，必須提供一個替代它的電流路徑。此替代的電流路徑是使用額外的雙向開關或緩沖器來實現的6。然而，這些拓撲結構的實現是很困難和昂貴的。此外，該開關的電壓應力也

4、很高，所以使得AVR的可靠性降低。因此交流斬波沒有換向的問題11-13和針對該AC斬波器已經被提出14-15 。然而，這些AVR單片機只能補償電壓跌落，而不是降低電壓驟升。因此，已經提出的AVR ，其能夠補償無串聯的變壓器 16-19 。這些AVR單片機可以彌補這兩個電壓的驟降和提升。然而，這些AVR單片機處理系統功率容量的100。因此，這些AVR系列有較高的電壓和開關的電流應力與用一系列變壓器補償的補償器，用于和補償的AVR比較。幾個轉換器拓撲結構，在20提出。這些拓撲結構是由一個直接的AC-AC轉換器和變壓器的串聯電壓補償。然而，這些拓撲結構有許多開關裝置和復雜的電源電路。在本文中，在基于

5、與交流斬波系列電壓補償AVR的建議下。建議由AVR的交流斬波器和變壓器串聯電壓補償。交流斬波器僅僅補償所需要的電壓，所以開關具有降低額定值和應力。使用旁路開關，使得所提出的AVR可以為電壓驟降同時也為輸入電壓的電壓膨脹補償。實驗結果驗證所提出的AVR快速補償電壓跌落和輸入電壓的膨脹。圖1 基于串聯電壓補償AVR的模型框圖 2 提出的AVR的工作原理2.1 建議中的AVR的說明所提出的AVR的電源電路示于圖2，補償電壓V是由其用于共同補償的單相降壓交流斬波器生成。 S 1，S 2，S 3和S 4是AVR單片機的開關。 T是一個變壓器，以補償輸入電壓Vi和穩定的輸出電壓V0 。 NP1和NP2是初

6、級繞組的匝數，其中，NP1 NP2和NS是次級繞組的匝數。初級繞組的變壓器具有中心抽頭。濾波電容器電壓VC通過T被轉化成VC0，VR是斬波調制電壓和V L是電感的電壓。 AVR的系統使用的PWM控制器產生和調制的PWM信號，并且控制AC斬波器的輸出端。在擬議的AVR中使用的交流斬波器的電路示于圖3。這種交流斬波由四個開關，一個電感器和電容器構成。輸出電壓可以由斬波脈沖的占空比來控制。低通濾波器用于過濾的交流斬波器的輸出的諧波分量。 L是濾波器的電感，C為濾波電容，RL是交流斬波器的等效電阻。由于存儲在電感中的能量，直流緩沖器C B被直接添加到功率半導體開關和吸收的能量。交流斬波器提供直AC-A

7、C轉換而不能量存儲元件，例如一個平滑電抗器或平滑電容器。因此， AVR的尺寸和成本降低。交流斬波器補償只能從所需電壓的偏差，所以交換機降低了評分和應力有了AVRS技術的比較處理系統功率容量的100。圖2 提出的AVR的電源電路圖3 在提出的AVR中所采用的PWM交流斬波器的電源電路在圖2中S b1和S b2被用作旁路開關，它是三端雙向可控硅或備份到后端連接的晶閘管和它們允許的雙向電流流動。如果短路出現在AVR ，大電流在補償變壓器的初級產生，從而影響對AVR的動作。這樣大的電流流過斬波器和可破壞斬波因為初級繞組補償變壓器的不能在開放電路進行操作。因此，在AVR可能遭受嚴重的損害。由于這些原因，

8、旁路開關必須提供。當發生短路時，旁路開關由旁路電路進行所述變壓器的次級電流。因此，短路電流循環通過旁路開關。使用旁路開關，使得所提出的AVR可以補償電壓跌落也為輸入電壓的膨脹補償。當檢測到跌落時， AVR的電壓暫降的條件下運行。下的電壓跌落狀態，S b1接通和S b2被關閉。此時，補償電壓VCO是同相輸入電壓。然后， V CO被添加到輸入電壓，所以對AVR可以補償電壓驟降。當檢測到的膨脹性，AVR的電壓溶脹條件下工作。下的電壓 - 溶脹條件，S b1被關閉和S b2被接通。此時，補償電壓V變為共同的輸入電壓反相。然后，VCO從輸入電壓中減去，從而對AVR可以補償電壓膨脹。2.2建議中的AVR的

9、操作模式輸出電壓是通過改變驅動信號的占空比來控制。的切換模式是由在AVR輸入電壓的極性決定的，各開關的驅動信號示于圖4。圖4 驅動開關的信號td為死區時間為安全換流，Ts為開關周期，D為S 1和S 2的占空比。驅動信號的開關模式示于表1：在輸入電壓的正半周期，開關S 2和S 4是設定為導通，并且開關S 1和S 3被進行PWM驅動。在輸入電壓的負半周期中，開關S 1和S 3被設置為導通，而開關S 2和S 4通過PWM驅動。如果所有的交換機上發生短路時，如果關閉所有開關，電壓尖峰損壞在AVR的開關。因此，一個開關周期具有一個死區時間，以防止開關的電流尖峰。在同一時間，在開關周期建立對所述電感器的電

10、流通路，以避免電壓尖峰安全換向兩個開關被設定為導通，兩個開關由PWM期間輸入電壓的半周期驅動。因此，與具有由PWM驅動四個開關的AVR相比，開關損耗降低。所提出的AVR的動作波形示于圖5：圖5 提出的AVR的工作波形a 在電壓驟降的情況下b 在電壓膨脹的情況下其示出了輸入電壓，開關的驅動信號，斬波器調制的電壓，補償電壓和輸出電壓。根據所述電壓暫降的條件下， VCO是同相輸入電壓，如圖5a所示下的電壓-溶脹條件下， VCO變成與輸入電壓反相，如圖5b所示。所提出的AVR具有在一個開關周期四種操作模式，如圖4中的電壓暫降的條件下每個操作模式下的等效電路示于圖6，在圖6中，粗線表示可能的電流通過和Z

11、0是負載阻抗。 Sb1接通和S b2上，在此條件下被關閉。模式1 T0，T1：該模式是指當開關S1和S2被導通，如圖4所示，電感電流iL進行到S1和整個第2二極管時為iL>0 ，如在圖6a中所示。電感器電流iL進行到S2和跨越第1二極管為iL<0，如圖6b所示。所以，iL進行通過輸入和輸出端，該輸出電感電壓VL可以被寫入提供能量如下 當輸入電壓高于Vc，電流通過電感增加，電感的能量在這種模式下被充電。模式2T1，T2：該模式被定義為開關的死區時間，并且是安全的換向重要的是，如圖所示4，當VL>0時，該模式被定義為開關S1和S3的死區時間，如圖所示4a。開關S2和S4被開啟安全

12、換向. 如果iL > 0時，iL是通過輸出端使用橫跨S 3 S4和二極管旁路，如圖所示6C。如果iL <0時， iL是通過輸出端使用橫跨S1 S2和二極管旁路，如圖所示6d。當Vi < 0時，該模式被定義為開關S 2和S 4的死區時間，如圖所示圖4b。開關S1和S3被接通安全換向。如果I L > 0時， iL是通過輸出端使用跨越第4章第3和二極管旁路，如圖所示6e。如果iL <0時iL是通過輸出端使用橫跨S2 S1和二極管旁路如圖所示。 因此，電感器電流的電流路徑在該模式下總是存在于每一個電流的方向。模式3 T 2，T 3：該模式是指當開關S 3和S 4被開啟，如

13、圖所示4，該模式是互補的模式1的電感器電流iL進行至S 4和跨越第3二極管為iL > 0時，如圖6g所示。電感器電流iL進行到S 3和跨越第4二極管為iL <0，如圖6h所示。圖6 電壓驟降條件下提出的AVR的操作模式 a 模式1 iL> 0時 b模式2 Vi>0 且 iL> 0時c 模式3 Vi>0且 iL< 0時 d模式4 iL<0時因此，iL續流至S3和S4 。在這種模式下，電感器電壓可以寫成如下: 因此，電流通過電感減小，并且儲存在電感L中的能量進行放電。模式4T 3 T4：這個模式的說明被省略 ，因為模式4的操作是類似的模式2的操作，在

14、這些切換模式時，短路不被所述死區時間生成的。此外，對電感器電流的電流路徑總是存在的任何電流方向。由此，換向問題是由這些開關模式.在電壓溶脹條件解決時，操作模式類似，只是旁路開關Sb1被關閉和Sb2接通的電壓跌落狀態。因此，對這種情況進行說明的被省略了。3 理論分析3.1 穩態分析圖7提出的AVR的等效電路a 在電壓驟降的情況下b 在電壓膨脹的情況下圖7示出了一個電路，它等效于所提出的AVR。死區時間被忽略了分析。濾波電感L和電容C被設計成滿足以下的條件： 其中V=2f是角線頻率，n為變壓器匝數比NS/ NP= NS/ N P1= NS/ N P2。從這種情況，下面的情況也被滿足： 這種情況一般

15、是在滿足實用濾波器設計。平均斬波器調制的電壓VR被獲得作為 因此，在一個開關周期Ts平均方程如下得到 根據電壓跌落狀態（6）和（7）的轉換如下代（9）代入（8），可以得到下面的微分方程從（10），該傳遞函數可求得 因此，總的電壓增益被獲得作為 用（3）中，總電壓增益簡化為 使用（4）中，電壓暫降條件下的理想的總電壓增益簡化為 同樣地，電壓驟升條件下的總電壓增益獲得 然后，總的電壓增益簡化為3.2匝數比的設計方程變壓器的匝數比決定于最大變化范圍的輸入電壓。所需的匝數比是基于所述補償電壓的百分比,補償電壓的百分數被定義為: 其中V imin和V nom分別為是允許的最小輸入電壓和額定線電壓,設計

16、匝數比的方程可表示為: 3.3 電感電流和電容的紋波電壓電感器電流iL的脈動可以推導: 其中fS為開關頻率。因而，電感器可以由開關頻率，紋波電流和 占空比決定。電容器電壓的脈動推導是: 因此，電容器可以通過開關來確定頻率，紋波電壓和紋波電流。4 實驗結果為了驗證圖2所提出的AVR的性能，硬件電路實施。建議中的AVR的評級是專為3千伏安，用3 kVA的60赫茲和220伏額定輸入/輸出電壓來實驗。開關頻率被確定為15 kHz和死區時間為2毫秒。負載為純阻性負載。用于實驗的AVR其它參數給出如下：圖 8 提出的AVR的實驗波形 輸入電壓Vi和輸入電流iL的實驗波形示于圖8a中。輸入電壓和電流是已知的

17、近正弦波。輸出電壓V0和輸出電流io示于圖圖8b 。輸出電壓和電流接近正弦波和輸出電壓的調節帶220 V的斬波調制電壓VR和電感器電流iL示于圖8c中。輸入電壓Vi的實驗波形，驅動器，開關S 1的信號，并驅動開關S 2的信號示于圖9a。開關S 3和S 4的輸入電壓Vi和驅動信號示于圖9b。圖9 輸入電壓和驅動器的實驗波形信號需要注意的是，輸入電壓的正半周期期間，開關S2和S4是設定為導通，并且開關S1和S3被按照一個恒定的占空比操作。另一方面，在輸入電壓的負半周期期間，開關S 1和S3被設置為導通，并且開關S2和S4是根據一個恒定的占空比操作。當輸入電壓具有25的降落，輸入電壓和輸出電壓波形示

18、于圖10a ，輸出電壓變為所期望的220伏范圍內的半周期所建議的AVR 。當輸入電壓具有25的提升，輸入電壓和輸出電壓波形示于圖10b ，輸出電壓變為所希望的220伏范圍內的半周期。因此，所提出的AVR迅速地補償了電壓暫降和輸入電壓的膨脹。圖10 實驗波形的輸出電壓和輸入電壓5 結論本文提出了一種基于與交流斬波系列電壓補償的AVR。建議AVR包含一個PWM交流斬波器和變壓器串聯電壓補償。交流斬波器提供了直接的AC-AC電源轉換。由于這種特征使得對AVR不需要能量存儲元件，而且對AVR的尺寸和成本降低。交流斬波器補償了僅由所需電壓產生的偏差，所以，開關的額定值和應力都減小。在切換模式時，短路防止

19、通過使用死區時間。此外，對電感器電流的電流路徑總是存在的任何電流方向，使換流問題通過切換模式求解。此外，使用旁路開關，所提出的AVR不僅可以用于電壓暫降也為輸入電壓的電壓膨脹補償。 AVR的工作原理，并給出了3千伏安原型實現，驗證了電路的跌落和膨脹的補償。實驗結果表明，該AVR的輸入的半周期內電壓跌落和膨脹補償。參考文獻1 Bhavaraju, V.B., Enjeti, P.: A fast active power filter to correct line voltage sags, IEEE Trans. Ind. Electron., 1994, 41, pp. 3333382 S

20、asitharan, S., Mishra, M.K.: Constant switching frequency band controller for dynamic voltage restorer, IET Power Electron., 2010,3, (5), pp. 6576673 Jimici, T., Fujita, H., Akagi, H.: Design and experimentation of a dynamic voltage restorer capable of significantly reducing an energy storage elemen

21、t, IEEE Trans. Ind. Appl., 2008, 44, (3), pp. 8178254 Teke, A., Bayindir, K., Tumay, M.: Fast sag/swell detection method for fuzzy logic controlled dynamic voltage restorer, IET Gener. Transm.Distrib., 2010, 4, (1), pp. 1125 Jimichi, T., Fujita, H., Akagi, H.: A dynamic voltage restorer equipped wit

22、h a high-frequency isolated DCDC converter, IEEE Trans. Ind.Appl., 2011, 47, (1), pp. 1691756 Vincenti, D., Jin, H., Ziogas, P.D.: Design and implementation of a 25-kVA three-phase PWM ac line conditioner, IEEE Trans. Power Electron., 1994, 9, pp. 3843897 Salazar, L., Vasquez, C., Wiechmann, E.: On

23、the characteristics of a PWM ac controller using four switches. Proc. IEEE PESC93, 1993,pp. 3073138 Joos, G., Ziogas, P.D.: A PWM ac controller-based high current power supply. Proc. IEEE IECON91, 1991, pp. 5545599 Hamed, S.A.: Steady-state modeling, analysis and performance of transistor-controlled ac power conditioning systems, IEEE Trans. Power Electron., 1990, 5, pp. 30531310 Addoweesh, K.E., Mohamadein, A.L.: Microprocessor based harmonicelimination in chopper type ac voltage regulators, IEEE Trans. PowerElectron., 1990