1、1.6 ghz,低噪聲,FET-Input運算放大器特性高的增益帶寬的產品:1.6 ghz高帶寬275 mhz(G = + 10)低輸入偏置電壓:±0.25 mv低輸入偏置電流:2低輸入電壓噪聲:4.8 nv /赫茲高輸出電流:70 ma快超速復蘇應用程序寬帶光電二極管放大器晶圓掃描設備ADC輸入放大器測試和測量前端高增益放大器精度描述OPA657結合了高的增益帶寬,低失真,JFET-input voltage-feedback運算放大器和低電壓噪聲階段提供一個非常高的高動態范圍放大器精密ADC(模數轉換器)駕駛或寬帶互阻抗的應用程序。光電二極管的應用程序將會看到改進的噪聲和帶寬使用

2、這種代償失調,高增益帶寬放大器。非常低的水平可以顯著放大一個信號OPA657增益級與例外注意:(1)強調以上這些評級可能造成永久性傷害。長時間暴露在絕對最大條件可能降低設備的可靠性。這些壓力等級,功能的設備操作這些或任何其他條件不是隱含指定之外。靜電放電敏感這種集成電路可以被靜電損壞。德州儀器建議所有集成電路處理與適當的預防措施。不遵守適當的處理和安裝過程可能造成損傷。防靜電損傷的范圍可以從細微的性能下降完成設備故障。精密集成電路可能更容易受到傷害,因為非常小的參數變化可能導致設備不能滿足其需要的出版。 電特性:VS =±5 v 注意:(1)結溫=周圍25°C規范。(2)結

3、溫=在低溫極限環境:接點溫度=環境+ 20°C在高溫極限溫度的規格說明細看一遍。(3)測試級別:(A)100%測試25°C。在表征和模擬溫度的限制。(B)規定描述和仿真。(C)典型值僅供參考。(4)當前被認為是積極的out-of-node。VCM是輸入共模電壓。電特性:VS =±5 v:優質直流規格注意:(1)所有其他規范standard-grade是相同的。(2)結溫=周圍25°C規范。(3)結溫=在低溫極限環境:接點溫度=環境+ 20°C高溫極限溫度規范。(4)測試級別:(A)100%測試25°C。在表征和模擬溫度的限制。典型特征

4、:VS =±5V典型特征:VS =±5 v典型特征:VS =±5 v(續) 典型特征:VS =±5 v(續) 典型特征:VS =±5 v(續)。應用程序信息寬帶、非反相操作低投入的OPA657提供了一個獨特的組合電壓噪音,非常高的增益帶寬,直流精度的修剪JFET-input階段給一個異常高的輸入阻抗、高增益級放大器。非常高的增益帶寬產品(英鎊)可以被用來提供高信號帶寬高收益,或擴展實現帶寬或獲得photodiode-transimpedance應用程序。實現完整的性能。圖1顯示了同相獲得+ 10電路作為最典型的特征的基礎。大部分的曲線特征用信號

5、來源50駕駛阻抗,并與測量設備提供50負載阻抗。在圖1中, 50分流電阻在VI終端匹配的源阻抗測試發電機,而50系列電阻器在簽證官終端提供一個匹配的電阻測量設備負載。一般來說,數據表沃爾塔。圖1所示。同相G = + 10規格和測試電路。Voltage-feedback放大器,與current-feedback放大器,可以使用范圍廣泛的電阻的值來設置他們的利益。保留控制同相電壓放大器的頻率響應圖1中,并行組合射頻| | RG應該< 150?。同相配置,并行組合射頻| | RG將形成一個極寄生OPA657的反相輸入電容的節點(包括寄生布局)。對最佳性能,這應該在一個極（有問題）寬帶,反相獲得

6、操作操作可以有顯著的好處OPA657作為反相放大器。匹配時尤其如此，輸入阻抗是必需的。圖2顯示了反相增益電路作為一個起點為典型特征顯示inverting-mode性能。圖2。反相G = -20規格和測試電路推動這種從50?源電路,和約束獲得電阻器(RG)相當于50?會給一個信號帶寬和噪聲的優勢。RG終止在本例中是作為輸入電阻和電路的增益設置電阻。雖然信號增益電路的圖2是圖1的兩倍,其噪聲收益相等時50?來源包括電阻器。這有有趣的放大器的等效英鎊翻倍的效果。這個可以看到（有問題）圖2還顯示了同相輸入直接接地。通常,一個偏置電流取消對地電阻，這里包括空出直流輸入偏置電流造成的錯誤。這僅僅是有用的在

7、匹配輸入偏置電流。像OPA657 JFET部分,輸入偏置電流不匹配,但一開始很低(< 5 pa),直流錯誤由于輸入偏置電流可以忽略不計。因此,不建議在非反相輸入電阻反相的信號。寬帶、高靈敏度、互阻抗的設計英鎊高和低輸入電壓和電流噪聲OPA657使它理想wideband-transimpedance為中度到高跨阻抗放大器收益。單位增益穩定運算放大器不需要應用程序作為跨阻抗放大器。一個互阻抗設計的例子顯示在首頁的數據表。設計,需要高帶寬的大面積探測器互阻抗較高的增益將受益fr(有問題)圖3。寬帶、低噪聲、跨阻抗放大器實現最大限度地平2運用巴特沃斯的頻率反應,反饋桿應該設置為:添加共和差模輸入

8、電容(0.7 + 4.5)pF 50 pF二極管源電容圖3,針對200年k?互阻抗獲得使用的1600 mhz英鎊OPA657需要一個反饋桿設置為3.5 mhz。這將需要一個總反饋電容0.2 pf。典型的表面電阻的寄生電容0.2 pf,因此,圖3顯示了一個0.2 pf feedback-compensation電容器,這實際上會是200年的寄生電容這將給一個近似3 db設定的帶寬: 圖3的例子將約5 mhz持平,帶寬使用0.2 pf反饋補償。如果總輸出噪聲限帶頻率更少,比的反饋桿的頻率,一個非常簡單的表達式,等效輸入噪聲電流可以衍生為:這里:IEQ=等效輸入噪聲電流輸出噪聲限帶F < 1

9、/(2rfcf)。IN=輸入電流噪音運算放大器的反相輸入。EN =輸入電壓運算放大器的噪聲。CD =二極管電容。F = Bandlimiting赫茲的頻率(通常是一個前預濾器4kT = 1.6E 21J at T = 290°K評估這個表達式的反饋桿頻率為3.9 mhz圖3的電路,給出了等效輸入噪聲電流的3.4 pa /赫茲。這是遠高于1.2 fa /赫茲運算放大器本身。這個結果是由在等效輸入噪聲表達式的最后一學期了。至關重要的是在這種情況下使用低電壓噪聲像OPA657運算放大器。如果降低互阻抗增加,需要更廣泛的帶寬解決方案,考慮雙輸入OPA686或OPA687。這些便士（有問題）低

10、增益補償需要低增益,和反相操作是可以接受的,一個新的外部補償技術可以用來保留完整的轉換速度和噪音OPA657同時保持增加環路增益的好處和相關的改善失代償性的架構提供的失真。這種技術形狀的環路增益穩定性好而給一個容易控制2運用低通頻率響應。只考慮電路的噪聲增益（有問題）圖4.寬帶低增益反相的外部補償選擇的值CS和CF,兩個參數,只需要解決三個方程式。第一個參數是目標高頻噪聲增益喜歡的忍者外傳2,應大于OPA657最低穩定的增益。在這里,目標將使用喜歡的忍者外傳210.5。第二個參數是理想的低頻信號增益,也設置了lowfrequency噪聲增益NG1。為了簡化討論,我們將目標最大限度地平2運用低通

11、巴特沃斯頻率響應(Q = 0.707)（有問題）在物理上，此 Z0 （10.6 MHz 以上所示的值） 是設置為 1 / (2 RF (CF + CS) 和是的頻率如果噪聲增益上升的部分會相交增益投射到 0dB 增益。在噪聲增益實際零發生在 NG1 Z0并且在噪聲增益桿發生在 NG2 Z0。由于 GBP 單位為 Hz，Z0 乘以 2 ，用于獲取 CF 的解決：最后,由于CS和CF組高頻噪聲增益,確定CS：結果得到的閉環帶寬約等于:圖4所示的值,f-3dB將約130 mhz。這是預測不到的簡單劃分NG1產品。補償網絡控制帶寬較低的價值,同時提供完整的轉換速率，輸出和一個特殊的變形性能，增加頻率低

12、于NG1?Z0環路增益。電容值如圖4所示計算NG1 = 3,NG2= 10.5寄生電容沒有調整。圖5.G = 2頻率響應與外部補償。圖5顯示了測量電路的頻率響應圖4。這是顯示的預期獲得2通過70 mhz與特殊的平面度和3 db 170 mhz帶寬。這個補償的真正好處是允許高轉換速率,特殊直流精密運算放大器提供低過頭,快速解決脈沖響應。1 v輸出步驟,700 v /s OPA657將允許的轉換速率上升時間有限的優勢率(2 ns 170 mhz帶寬)。雖然unitygain穩定放大器可能提供可比的帶寬,他們降低了利率將較大的沉降時間的步驟。例如,OPA656還可以提供一個150 mhz 2帶寬意味著2.3 ns轉換時間.圖4補償的另一個好處是增加上面的環路增益,實現內部在可比的收益補償放大器。圖4的電路將低諧波失真通過10 mhz比OPA656操作獲得2。設計工具示范裝置兩個印刷電路板(pcb)可用于協助電路性能的初步評估使用OPA6