1、2013年全國(guó)大學(xué)生電子設(shè)計(jì)競(jìng)賽論文【本科組】單相AC-DC 變換電路設(shè)計(jì)報(bào)告2013年9月7日摘要本文設(shè)計(jì)了一種具有較高性價(jià)比、適用于中小功率電源的AC-DC變換器，該變換器的主電路由MOSFET全橋整流電路+Boost型APFC電路組成，控制電路以平均電流模式APFC芯片UCC28019為核心構(gòu)成。為了提高效率，以MOSFET整流代替二極管整流。經(jīng)測(cè)試，該變換器運(yùn)行穩(wěn)定，達(dá)到了全部基本要求和大部分發(fā)揮要求，不足之處是未能實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)設(shè)定調(diào)整。本文還設(shè)計(jì)了配套的功率因數(shù)測(cè)量電路，測(cè)量原理是采用軟件計(jì)數(shù)器測(cè)量電壓、電流相位差的時(shí)間間隔，測(cè)量電路由低功耗STM32f103c8t6單片機(jī)及波形整形

2、電路組成，可以對(duì)正弦波電路的功率因數(shù)進(jìn)行準(zhǔn)確測(cè)量，平均誤差小于0.01，不足之處是未考慮諧波失真度對(duì)功率因數(shù)的影響，因此，測(cè)量非正弦波的功率因數(shù)時(shí)有一定誤差。關(guān)鍵字：功率因數(shù)校正 AC-DC 同步整流 1 方案論證1.1 比較與選擇1.1.1 APFC主電路拓?fù)涞脑O(shè)計(jì)方案一：采用如圖所示的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，通過(guò)控制四個(gè)開(kāi)關(guān)管的導(dǎo)通與關(guān)斷，迫使電感電流以正弦規(guī)律變化。此種方案效率高，參數(shù)設(shè)定靈活，但軟件控制調(diào)試較為復(fù)雜，且成本很高，因此適用于大功率電源。圖1 全橋拓?fù)浞桨付喝鐖D所示，采用Boost升壓拓?fù)洌ㄟ^(guò)調(diào)整開(kāi)關(guān)管的占空比使得電感電流以正弦半波的規(guī)律變化。此電路簡(jiǎn)單，硬件控制方便，而且電感電流連

3、續(xù)，且無(wú)交越失真。圖2 Boost升壓拓?fù)浞桨高x擇：基于本次設(shè)計(jì)輸出電壓與功率因數(shù)校正等指標(biāo)較為嚴(yán)格，軟件調(diào)節(jié)對(duì)處理器的速度要求較高，成本較大，在實(shí)際的應(yīng)用中一般不采取此種方案，而是采用常用易行的boost升壓拓?fù)渑c相應(yīng)的APFC控制芯片來(lái)實(shí)現(xiàn)目標(biāo)，此次設(shè)計(jì)我們選用TI公司的APFC控制芯片UCC28019為核心，來(lái)實(shí)現(xiàn)任務(wù)要求。1.1.2 整流電路設(shè)計(jì)的選擇方案一：?jiǎn)蜗鄻蚴讲豢煽卣麟娐贰４穗娐凡捎盟膫€(gè)整流二極管進(jìn)行整流，電路簡(jiǎn)單易行。但是通態(tài)損耗較大。 圖 3 單相橋式不可控整流電路圖 4 單相橋式全控整流電路方案二：?jiǎn)蜗鄻蚴饺卣麟娐贰Ｍㄟ^(guò)軟件控制，使其觸發(fā)角為 0o （即同步整流）達(dá)

4、到整流目的。而且MOS管的導(dǎo)通電阻很小，其導(dǎo)通損耗很小。電路圖如圖2所示。方案選擇：根據(jù)本設(shè)計(jì)需要，該系統(tǒng)的效率要求很高，方案一一般不能不滿足設(shè)計(jì)的需要。所以我們采用單相橋式全控整流電路。1.1.3 APFC電路控制方法的選擇方案一：峰值電流控制。這種控制的開(kāi)關(guān)管在恒定的時(shí)鐘周期內(nèi)導(dǎo)通，當(dāng)輸入電流上升到基準(zhǔn)電流時(shí)，開(kāi)關(guān)管關(guān)斷。當(dāng)電感峰值電流按工頻變化時(shí)，從零變到最大值時(shí)，占空比D逐漸由大變小，即半個(gè)周期內(nèi)，占空比有時(shí)大于0.5，有時(shí)小于0.5，因此有可能會(huì)產(chǎn)生次諧波振蕩。圖5 峰值電流控制方案二：電流滯環(huán)控制。在電流滯環(huán)控制方式中，開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通時(shí)電感電流 iL 上升，當(dāng)其上升到上限閾值 imax

5、 時(shí)，滯環(huán)比較器輸出低電平，開(kāi)光關(guān)斷，使電感電流下降；當(dāng)電感電流下降到下限閾值 imin 時(shí)，滯環(huán)比較器輸出高電平，開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通，使電感電流上升。因此滯環(huán)電流控制開(kāi)關(guān)周期不固定，輸入電流諧波分布隨機(jī)，不利于電感和濾波器的優(yōu)化設(shè)計(jì)。圖6電流滯環(huán)控制方案三：平均電流控制。在平均電流控制方式中，電感電流信號(hào)與鋸齒波信號(hào)相加，當(dāng)兩信號(hào)之和大于基準(zhǔn)電流時(shí)開(kāi)光關(guān)斷。當(dāng)其和小于基準(zhǔn)電流時(shí)，開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通。通過(guò)控制開(kāi)關(guān)管的導(dǎo)通與關(guān)斷，使電感電流與輸入電壓整流同相位，并接近正弦波。圖7 平均電流控制方案選擇：與峰值電流控制法相比和電流滯環(huán)控制相比，平均電流控制的THD 很小，對(duì)噪聲不敏感，電感電流的峰值與平均值之間的

6、誤差小，控制簡(jiǎn)單。所以本系統(tǒng)采用平均電流控制。1.2 系統(tǒng)方案描述本系統(tǒng)以專用功率因數(shù)校正芯片UCC28019為核心，將220V市電經(jīng)過(guò)隔離變壓器降為24V，然后經(jīng)過(guò)全橋可控整流電路和Boost電路，通過(guò)UCC28019采集輸出電壓、電感電流、輸出電壓，經(jīng)過(guò)雙閉環(huán)實(shí)現(xiàn)輸出電壓恒定以及功率因數(shù)校正等功能，通過(guò)檢測(cè)輸出電流實(shí)現(xiàn)過(guò)流保護(hù)。圖8 系統(tǒng)整體框圖2 理論分析與計(jì)算2.1 提高效率的方法本系統(tǒng)的主要由整流電路，Boost升壓電路，輔助電源構(gòu)成。影響系統(tǒng)的效率因素有MOS管的開(kāi)關(guān)損耗和導(dǎo)通損耗，整流管的導(dǎo)通損耗，升壓二極管的導(dǎo)通損耗。由于輔助電源是有另外的電源供電，所以不考慮輔助電源的損耗。2

7、.1.1 MOS管的開(kāi)關(guān)損耗和導(dǎo)通損耗計(jì)算 MOS管的全部損耗為 Pm=Pm(導(dǎo)通)+Pm(開(kāi)關(guān)) Pm(導(dǎo)通)=Im(rms)2R(導(dǎo)通) 本設(shè)計(jì)選擇導(dǎo)通電阻較小的MOS管就可以減小損耗來(lái)提高系統(tǒng)的效率。 Pm(開(kāi)關(guān))=0.5×fsw×Uo×QRR 其中QRR為反向恢復(fù)電荷本設(shè)計(jì)減小開(kāi)關(guān)頻率的話可以減小損耗，但是UCC28019的開(kāi)關(guān)頻率是固定的，提高效率空間不高。 整流管的導(dǎo)通損耗為 PR=2IS（avg）2×RD(導(dǎo)通) IS（avg） ：經(jīng)過(guò)整流管的平均電流 因此可以通過(guò)選取導(dǎo)通內(nèi)阻較小的MOS管來(lái)減小本系統(tǒng)的損耗 升壓二極管的導(dǎo)通損耗為 PDI

8、OE=UDIOE×Io(max) UDIOE ：表示二極管導(dǎo)通時(shí)的壓降因此我們可以選取導(dǎo)通時(shí)壓降小的二極管就可以減小系統(tǒng)的損耗2.3 穩(wěn)壓控制方法本設(shè)計(jì)采用的是硬件進(jìn)行控制輸出電壓穩(wěn)定，我們采用UCC28019對(duì)輸出電壓，電感電流，輸入電壓進(jìn)行采集，使輸出電壓與設(shè)定經(jīng)過(guò)誤差放大器和比例放大器，最后與平均電流經(jīng)過(guò)乘法器，將其信號(hào)與鋸齒波進(jìn)行調(diào)制后得到開(kāi)關(guān)管的PWM波，使得電感電流的相位與開(kāi)關(guān)管的關(guān)斷周期一致，以及輸出電壓的恒定。3 電路與程序設(shè)計(jì)3.1 主回路與器件選擇根據(jù)要求 P額=36×2=72W 輸出功率 Po 范圍為 Po=36×0.236×2.5

9、=7.2W90W最大輸出功率 Po(max) 為 Po（max）=90W最大輸入電流有效值 Is（max-rms） 為 Is（max-rms）=Po（max）×Us×PF=3.947A：?jiǎn)蜗郃C-DC變換電路的效率，這里我們?nèi)?9%；PF：AC-DC變換電路輸入側(cè)的功率因數(shù)；Us：AC-DC變換電路的輸入電壓最大輸入電流峰值 IS（peak-max） 為 IS（peak-max）=2 Is（max-rms）=5.582A3.1.2 升壓電感的計(jì)算電路中，升壓電感主要起儲(chǔ)能作用。最小的電感峰值電流 IL（Peak-min）為IL（Peak-min）=IS（Peak-min）+

10、IS（Ripple-min）2 IS（Peak-min）=2IS（min-rms） IS（Peak-min）=Po（min）×US×PF=0.315 IL（Peak-min）=0.491A 由于電路在在Us為20V 25.46V時(shí)，電路處于升壓狀態(tài)，則有 Uo=Uin1-D求得占空比D為0.214 1則有升壓電感L為L(zhǎng)Uo×D×1-D(fsw×ISRipple-max)=1.25mH 本設(shè)計(jì)我們?nèi)∩龎弘姼袨?.86mH3.1.1 輸入電容的計(jì)算輸入電容的作用是主要是濾除整流輸出電壓中的高頻成分.這個(gè)電容的容量比較小。我們?nèi)?IS（peak-ma

11、x） 的20%作為紋波電流，則有最大電流紋波 IS（Ripple-max） 為 IS（Ripple-max）=IS(Ripple)×I S(Peak-max)=0.2×5.582=1.164A 我們?nèi)‰妷杭y波系數(shù)為 6%，則有最小輸入電壓紋波 US(Ripple-min) 為 US（Ripple-min）=US(Ripple)×US(Peak-min)=0.06×2×20=1.697V 則有輸入電容Cin=IS(Ripple-max)8×fSW×US(Ripple-max)=1.32×10-6F我們?nèi)≥斎腚娙轂?.

12、2UF3.1.3 輸出濾波電容的計(jì)算 該電容的選擇主要是滿足輸出電壓保持時(shí)間，我們?nèi)∽畹捅３蛛妷篣o-HOLDUP（min）為30V，當(dāng)要求在保持時(shí)間 tHOLDUP=1fLINE（min）內(nèi)，開(kāi)關(guān)電源輸出電壓不低于30V時(shí)，則輸出濾波電容最小值容量按下式計(jì)算.Cout（min）2Pout×tHOLDUPUo2-U o-HOLDUP2=9.09mF 本設(shè)計(jì)中輸出電容我們?nèi)?400UF3.1.4 取樣電阻的計(jì)算取樣電阻主要是對(duì)電感電流進(jìn)行取樣，過(guò)流保護(hù)的下限為USOC=0.66V電感峰值電流的最大值 IL（Peak-max） 為IL（Peak-max）=IS（Peak-max）+0.5

13、×IS（Ripple-max）=6.164A RSense=USOC1.25×IL(Peak-max)=0.086 本設(shè)計(jì)中我們?nèi)?.053.2 控制電路與控制程序3.2.1 控制電路的硬件設(shè)計(jì)本設(shè)計(jì)采用的是UCC28019來(lái)進(jìn)行控制輸出電壓恒定、功率因數(shù)校正的功能。UCC28019的VINS引腳將采集的電壓整流后，通過(guò)ISENSE端口采集電流來(lái)跟蹤采集的電壓減小失真。VSENSE端口檢測(cè)反饋電壓，與一鋸齒波進(jìn)行比較，輸出決定于兩端輸入的的相對(duì)電壓，只有當(dāng)反相端輸入電壓大于同相端的鋸齒波電壓才能有輸出，通電后，振蕩器開(kāi)始震蕩，輸出65KHz定時(shí)脈沖進(jìn)入RS寄存器，與其他各路

14、控制信號(hào)共同決定GATE的輸出驅(qū)動(dòng)脈沖，來(lái)驅(qū)動(dòng)MOSFET開(kāi)關(guān)管工作。3.2.2 軟件設(shè)計(jì)程序流程圖如下所示圖9 系統(tǒng)程序流程圖3.3 保護(hù)電路我們用康銅絲進(jìn)行電流采樣。經(jīng)過(guò)MAX4070放大，然后送到單片機(jī)接AD檢測(cè)口，當(dāng)電壓到達(dá)2.5A時(shí)，控制繼電器關(guān)斷，使電路停止工作。4 測(cè)試方案與測(cè)試結(jié)果4.1 測(cè)試使用的儀器青智 8713B1 單相電參數(shù)測(cè)量?jī)xRIGOL DS1062C 示波器滑動(dòng)變阻器四位半電壓表勝利 VC8054 電流表4.2 測(cè)試結(jié)果及其完整性4.2.1 輸出電壓測(cè)試測(cè)試方法：保持輸入交流電壓Us=24V，輸出直流電流Io=2A，來(lái)測(cè)量輸出直流電壓Uo。測(cè)量?jī)x器為四位半數(shù)字電壓

15、表。次數(shù)Us/VUo/V124.23836.040224.20236.039324.19636.035測(cè)試結(jié)果分析：根據(jù)測(cè)試結(jié)果可知，測(cè)量值的最佳估計(jì)值為36.038，由貝塞爾公式可知輸出電壓的不確定度為 s(U)=0.000265 。由此可知滿足題目基本要求。4.2.2 負(fù)載調(diào)整率測(cè)試測(cè)試方法：保持輸入交流電壓Us=24V，在輸出直流電流Io=0.2A 2A 的范圍內(nèi)緩慢變化時(shí)，用四位半數(shù)字電壓表實(shí)時(shí)觀測(cè)輸出電壓Uo的變化范圍，并實(shí)時(shí)記錄Io與Uo的值。Io/A0.1790.350.691.872.137Uo/V36.06136.05039.00936.04635.961測(cè)試結(jié)果分析：經(jīng)過(guò)測(cè)

16、量可知，負(fù)載調(diào)整率SU(36.061-35.961)/36=0.2778% ，滿足題目要求的SU。4.2.3 電壓調(diào)整率測(cè)量測(cè)試方法：保持輸出直流電流Io=2A，在輸入交流電壓Us=20V 30V的范圍內(nèi)緩慢變化，用六位半數(shù)字電壓表實(shí)時(shí)觀測(cè)輸出電壓Uo的變化范圍，并實(shí)時(shí)記錄Us與Uo的值。Us/V20.423.225.528.630.9Uo/V35.97736.02936.02935.98735.984測(cè)試結(jié)果分析：經(jīng)過(guò)測(cè)量得出，電壓調(diào)整率SI(36.029-35.977)/36=0.1444% ，題目要求負(fù)載調(diào)整率 SI0.5% ，滿足題目需求。4.2.4 功率因數(shù)測(cè)量誤差測(cè)試測(cè)試方法：在輸

17、出直流電流Io=0.2A2A，輸入交流電壓Us=20V 30V的范圍內(nèi)，用單相電參數(shù)測(cè)量?jī)x測(cè)量ACDC變換電路輸入側(cè)功率因數(shù)，并記錄此時(shí)單片機(jī)屏幕顯示值和單相電參數(shù)測(cè)量?jī)x的顯示值。次數(shù)測(cè)量?jī)x顯示單片機(jī)顯示|誤差|10.9980.9940.00420.9990.9930.00630.9990.9940.005測(cè)試結(jié)果分析：經(jīng)過(guò)測(cè)量可知，測(cè)量誤差絕對(duì)值小于0.03，滿足題目需求。4.2.4 功率因數(shù)校正測(cè)量在Us=24V，Io=2A，Uo=36V 條件下，用單相電參數(shù)測(cè)量?jī)x測(cè)量ACDC變換電路交流輸入側(cè)功率因數(shù)。次數(shù)Us/V功率因數(shù)124.2020.998224.1960.997測(cè)試結(jié)果分析：由于

18、題目要求在額定工作狀態(tài)下，要求功率因數(shù)不低于0.98，經(jīng)過(guò)測(cè)試，滿足題目發(fā)揮（1）要求。4.2.5 額定工作狀態(tài)的效率測(cè)量在Us=24V，Io=2A，Uo=36V 條件下，用示波器和電流表測(cè)量Us、Is、Uo、Io的值，經(jīng)過(guò) =Uo×Io（Us×Is）計(jì)算出ACDC變換電路效率。次數(shù)UsIsUoIo124.03.22335.991.97391.8%223.83.25236.011.97591.9%323.93.24336.011.97391.7%測(cè)試結(jié)果分析：根據(jù)測(cè)試值，對(duì)于發(fā)揮（2）要求有待改進(jìn)。4.3 測(cè)試結(jié)果分析我們本設(shè)計(jì)除了兩個(gè)指標(biāo)沒(méi)有達(dá)到題目的發(fā)揮要求，其它的均達(dá)到并超過(guò)了題目的要求。對(duì)于發(fā)揮部分（2）的效率要求，我們有待改進(jìn)；對(duì)于發(fā)揮部分（3