1、實用文檔目 錄1. 主電路的拓撲結構選擇 1.1 前言1.2確定主電路的拓撲結構選擇2. 主電路部分設計2.1 整流電路設計部分2.1.1 整流二極管的選擇2.1.2 整流二極管的保護設計2.2 濾波電容Cd的選取2.3斬波電路設計2.3.1 斬波參數(shù)的選擇2.4逆變電路部分設計2.4.1 絕緣柵雙極型晶體管（IGBT）的選擇2.4. 2 I GBT的保護設計3. 高頻變壓器設計部分3.1 高頻變壓器主要參數(shù)3.2 變壓器磁芯的選擇3.3高頻變壓器一次側、二次側繞組匝數(shù)計算3.4計算繞組導線線徑及估算銅窗占有率4 .心得體會5.參考文獻附錄1:主電路電氣原理總圖附錄2:主要元器件型號規(guī)格標準文

2、案1. 主電路的拓撲結構選擇1.1前言逆變電源因體積小、重量輕、節(jié)材、節(jié)能、轉換效果高等特點，現(xiàn)已得到了廣泛應用。目 前逆變電路的拓撲結構主要有單端正激式、單端反激式、推挽式、半橋式、全橋式等多種類型。 根據(jù)需求可采用不同拓撲形式的逆變電路滿足其需求。目前IGBT （絕緣柵雙極型晶體管）是逆變電源中常用的功率器件，已逐步取代原晶閘管、晶體管、場效應管（MOSFE）由于橋式逆變電源在選擇功率開關器件耐壓要求可以稍低，并有較高的功率輸出，現(xiàn)通常采用全橋式逆變電 路來實現(xiàn)較大功率輸出。課程設計所要求做的是2kw的逆變電源主電路設計（要求：電網(wǎng)電壓380v，允許變化10%,要求輸出110v，20KHZ

3、交流電壓向負載供電）。1.2確定主電路拓撲結構根據(jù)負載諧振形式的不同，可以將電源逆變器分為串聯(lián)諧振式逆變器和并聯(lián)諧振式逆變器兩種逆變結構。圖2-1和圖2-2分別給出了兩種逆變器的拓撲結構。圖1-2并聯(lián)諧振逆變器結構串聯(lián)諧振式逆變器的輸入端并接有大電容，逆變器將直流電壓變換為交流電壓，因此也稱 為電壓源型逆變器；電流型逆變器的輸入端串接有大電感，形成平穩(wěn)的直流電流，逆變器將輸 入的直流電流變換為交流電流輸出，因此也稱為電流型逆變器。從電路原理的角度來看，兩種電路是完全對偶的。這種對偶性主要表現(xiàn)在以下幾個方面，如表1-1所示。表1-1兩種逆變器的比較*4器整丿叫 比鮫礦電用咱睛掘逆臟器電滅中精逆唆

4、踹輸入輸入硼為口漩他用滅輸入端為化流電流爛輸出電壓輸出山壓湖方波電壓輸小電爪內(nèi)1EJ盒屯壓輸出電流輸也跑冰為正弦電滅綸HXIL誠為7/波電流串狀時掘初也"不宜空我Jt聯(lián)諧娠特悝.訂以空拔WVY護難易橋臂直通盤黃魁短蹄保護ffl難橋丹1通妝負股卻路保護蒔易析皆幵略傑護川U僑VV刃躋婭負錢J |踹保押浮M橋艸）f路彊負我J路愎護PM難綜合比較串聯(lián)諧振逆變器和并聯(lián)諧振逆變器的優(yōu)缺點，從適合高頻小功率應用的角度，本設計選用串聯(lián)諧振逆變器電路拓撲。1.2串聯(lián)諧振式逆變電源穩(wěn)壓調(diào)節(jié)方式因為電網(wǎng)電壓波動10%所以要通過穩(wěn)壓調(diào)節(jié)穩(wěn)定高頻變壓器原流丨10，從而穩(wěn)定高頻變壓器輸出電壓使負載正常工作。串聯(lián)

5、諧振式逆變電源的調(diào)壓主要方法是直流側調(diào)壓。直流則調(diào)壓方式直流調(diào)壓通常采用相控整流或直流斬波來改變逆變器的輸入直流電壓的大小。(1) 相控整流調(diào)壓由六只晶閘管組成三相全橋可控整流電路如圖1-3所示。圖1-3相控整流電路三相全橋可控整流電路是通過控制由6只晶閘管實現(xiàn)的全控整流橋的開通和關斷來調(diào)節(jié)直流輸出電壓，采用晶閘管整流電路雖原理易懂，并且可以通過調(diào)節(jié)控制角a，從而穩(wěn)定電網(wǎng)電壓的波動。但是結合信號控制部分來說，相對而言，通過斬波電路的信號控制來調(diào)節(jié)電壓波動 更為容易實現(xiàn)。(2) 直流斬波調(diào)壓逆變電源中的直流斬波調(diào)功方式的調(diào)功原理如圖1-4所示：圖1-4斬波調(diào)功方式原理框圖前端是由六只二極管組成的

6、三相不可控整流器,輸出的直流電壓 Ud,經(jīng)過電容Cl濾波后送入由開關管T、續(xù)流二極管 D濾波電感L1組成的斬波器，調(diào)節(jié) T的占空比，逆變器得到的電 壓就在0Ud之間任意的電壓值。本設計選用不控整流加PWM軟斬波器的調(diào)壓方式。1.3 2kW逆變電源主電路的設計圖1-5 2kW 逆變電源主電路圖采用二極管整流，得到脈動的直流電；再用電解電容進行濾波，輸出穩(wěn)定的電壓；考慮電 網(wǎng)電壓波動，通過檢測高頻變壓器原邊線圈電流lio并與額定值相比較，調(diào)節(jié)PW信號從而通過斬波電路穩(wěn)定高頻變壓器原邊線圈電流；用IGBT器件逆變，并用SPW控制方式對逆變開關器件進行控制。從而使輸出端得到一系列幅值相等而脈沖寬度不相

7、等的脈沖，用這些脈沖來代替正弦 波或者需要的波形。按照一定的規(guī)則對個脈沖的寬度進行調(diào)制，即可以改變逆變電路輸出的電 壓的頻率。此電路特點：(1)可以得到相當接近正弦波的輸出電壓；(2) 整流電路采用二極管，可以獲得接近1的功功率因數(shù)；(3) 通過對輸出脈沖寬度的控制就可改變輸出電壓，大大加快了變頻器的動 態(tài)響應。2. 主要功率器件的計算和選擇2.1整流部分三相380V電源，整流電路為三相橋式全波整流電路。假定沒有電壓變化，其輸入電壓為U=380V,則通過三相橋式不可控整流輸出電壓直流平均值：U0=1.35 U=513V整流濾波后電壓為：U1=2380V=537V考慮電網(wǎng)電壓波動(土 10%波動

8、)則整流濾波最高電壓為：U1max=110% U = 110%537V=590V整流濾波最低電壓為：U1min=90% U=483 V電源輸出功率為 Pd=2kW考慮設整流器、斬波器、逆變器的效率的都為 %98以及高頻變壓器的效率都為90%，并假設電源的功率因數(shù)為0.95，設計最大整流輸出功率為：RmPd20000.9 0.98 0.98 0.95= 2.4kWdm Umin則最大整流輸出電流I dm=PdM 2.4kW=4.5AU1537V2.1.1整流二極管模塊的選擇(1)二極管的平均通態(tài)電流為1/3I dm(1/3應是三相整流中，每組二極管通過電流的總電流的1/3)，則二極管電流有效值D

9、=I dM"丿3I。=塁=4.5鄉(xiāng)廠=2.6A罷 / V3二極管電流定額：Idn=2丄 =2 么聖=3.3A (考慮2倍安全余量)1.571.57二極管電壓定額：Unr滬2 1.1 U1-100(V)=2 1.1 537 -100V =1082V選擇額定電流為4A，額定電壓為1200V的快速恢復整流二極管型號：MUR4120整流二極管的保護設計(1) 過壓保護正常工作時，二極管能承受的最大峰值UM有一定的限度。超過此峰值電壓的就算過電壓。在這個流裝置中，任何偶然出現(xiàn)的過電壓均不應該超過元件的不重復峰值電壓UDSM,而任何周期性出現(xiàn)的過電壓則應小于元件的重復峰值電壓URSM這兩種電壓都

10、是經(jīng)常發(fā)生和不可避免的。因此，在變流電路中，必須采用各種有效保護措施，以抑制各種暫態(tài)過電壓，保護二極管元件 不收損壞。抑制暫態(tài)過電壓的方法一般有 3種：用電阻消耗過電壓的能量；用非線性元件限制過電 壓的幅值；用儲能元件吸收過電壓的能量。若以過電壓保護裝設的部位來分，有交流側保護， 直流側保護和元件保護 3種。(以下計算均為經(jīng)驗公式)交流側和直流側過電壓保護采用壓敏電阻；二極管采用RC電路保護。壓敏電阻的參數(shù)和 RC電路值計算與選用方法如下。常用于中小功率整流器過電壓保護時可選用35kA;用于防雷保護時可選用520kA。 交流側過電壓保護計算：UimA -13 2UV式中U壓敏電阻兩段正常工作電

11、壓的有效值。U1mA上限的確定應是在吸收過電壓時，其殘壓低于被保護的整流二極管所允許的電壓值。側交流側壓敏電阻 U1的選擇考慮電網(wǎng)電壓波動(土 10%波動)則：U1mA _1.32 1.1 380 =768V因為通常用于中小功率整流器操作過電壓保護時，可選擇35kA,故壓敏電阻 RwR/3選擇VJY型額定電壓為1000V, 5kAo 二極管的過電壓保護：整流二極管的過電壓保護，通常是在二極管元件兩端并聯(lián)RC電路，如圖所示。整流二極管過電壓保護電路 RC勺選擇：電容 C =(2.55) 10" -(*)電容耐壓 Uc _1.5Utn (V),電阻R一般取R=1030",對于整

12、流管取下限值。其功率滿足：PR =1.75 fCU m 10(W)If 二極管額定電流(A)Ud 整流輸出額定電壓(V)U m二極管兩端電壓峰值。表2-1二極管RC保護電路參數(shù)經(jīng)驗值If /A1020501002005001000C/ MF0.10.150.20.250.512R/Q1008040201052整流二極管的過電壓保護，通常是在二極管元件兩端并聯(lián)RC電路，如圖2 1所示。則保護電路參數(shù)計算：C=（2.55） 10-3 4 =0.01 0.02 JF，取 0.02 JF ;Uc -1.5 537 =806V，取 1500V;R=10門，PR _1.75 50 0.02 5902 10

13、-6 =0.61W，取 2W 直流側過電壓保護 在直流情況下：U1mA _ (1.8 2.2 ) UdoV式中U d0整流濾波后的直流輸出電壓。則，U1ma_（1.8 2.2） X 537V= （ 9671181） V,所以壓敏電阻 Rm取 1200v, 5kA。（2）過電流保護快速熔斷器選用原則：額定電壓：額定電壓 Urn不小于正常工作電壓的方均根值。額定電流：額定電流 *n應按它保護的元件實際流過的電流IR （方均根值）來選擇，一般可用下列各式計算。 交流側過電流保護采用快速熔斷器額定電壓：額定電壓 Urn不小于正常工作電壓的方均根值。額定電流：額定電流 *n應按它保護的元件實際流過的電流

14、IR （方均根值）來選擇，一般可用下列各式計算。交流側：I RN K 2 I Z maxI RN熔體額定電流Izmax最大整流電流K2三相橋式取 0.816所以：Irn© Izmax 一 心 IdM =0.816 4.5 = 3.67A故交流側快速熔斷器 F0F3選擇RS3額定電壓750V,考慮熔體額定電流應選 4A的快速 熔器。為限制短路電流上升率和瞬時短路電流峰值，在交流輸入端串三只進線電抗（L1L3），數(shù)值180，進線電抗還能阻隔中頻諧波影響交流電網(wǎng)。 二極管的過電流保護：I RN K 2 I ZAM-3.67故交流側快速熔斷器 FU1FU6選擇RS3額定電壓750V,熔體額定

15、電流4A的快速熔斷器。 直流側過電流保護采用快速熔斷器I RN = I dM =4.4A ,故直流側快速熔斷器 FU7FU8選擇RS3額定電壓750V,熔體額定電流10A的快速熔斷器。濾波電容G選擇(1) 電解電容Cd的作用：三相全波整流輸出的直流脈動頻率300Hz,為了供給逆變平滑的直流電壓，必須輸入整流電路和逆變器之間加入濾波電容，以減小整流輸出后直流電的交流成分。濾波電容一用電解電容 器。電解電容Cd往往只被人們誤解城市濾波電容。實際上，電解電容Cd除了濾波意外更重要的的作用是吸收負載電感的反饋能量，起無功功率存儲交換的作用。電容不僅增加了變器的效率，而且保證了逆變器的可靠運行。(2)

16、濾波電容Cd的計算如果把6次諧波脈動電壓 Ud(6)限制在U1的范圍內(nèi)則：Cd -|d(6)U0 <6 ：%(式中I d(6)6次脈動電流有效值，-市電網(wǎng)頻率，當 f =50Hz 時，=314rad/s)確定電解電容時，應首先考慮電網(wǎng)波動土 10%,當輸出整流輸出電壓為最低值為90%U=9O% 513V 462V ；且要保證輸出功率則 I d(6)更 - 5.2A %90U0這里 ：% =1% ;Cd -5.2A513V 6 314rad/s 1%:-538電容兩端電壓 Udc_2 1.1 U0=1184V考慮較大的電解電容可以得到更平緩的輸入電壓并綜合考慮成本實際選用兩只標稱為3300

17、卩F/600V直流的電解電容串聯(lián)使用。2.3斬波電路設計斬波參數(shù)的選擇(1)開關管的選擇：斬波器的頻率fr選定為20kHz,整流橋的輸出電流即斬波器的最大輸入電流ldM=4.5A，輸入電壓為U=537V,斬波器承受的最大電壓與整流橋一致，為537V,輸入電網(wǎng)電壓 380V整流濾波后，直流輸出最大值 U=-.2UX 1.1 X a,其中，U為380V電網(wǎng)電壓有效值；1.1為電壓波 動系數(shù)；a為1.1裕量(或安全)系數(shù)。則，Ud= . 2 X 380 X 1.1 X 1.1=650V。該值為IGBT所承受的穩(wěn)態(tài)最大電壓值。但在實際工作中，IGBT所承受的最大峰值電壓往往在關斷時，其關斷峰值電壓UC

18、eps=(UdX 1.15+150)a。其中，U為直流輸出電壓大值；1.15為過電壓系數(shù)；150為感抗電流上升率 di/dt引起的尖峰電壓(V) ; a為1.1裕量(或安全)系數(shù)。則 Uceps=(Ud X 1.15+150) X a =(650 X 1.15+150) X 1.1=987.25 V ,考慮IGBT電壓格則選1200V為實際電壓值。流過斬波器的最大電流為1= (1.52) 4.5= (6.759) A，所以選擇10A , 1200V IGBT選取FUJI公司的IGBT,型號1MBH05D_120故即使在該開關管發(fā)熱情況較嚴重的情況下仍可保證其通流能力在可靠范圍內(nèi)。(2) 開關管

19、反并聯(lián)二極管 Ds的選擇：開關管反并聯(lián)二極管 Ds其電流值為ldM4.5A，其參數(shù)與第四章中的整流二極管參數(shù)基本一致，所以考慮安全余量選擇額定電流10A ,額定電壓1200V的快速恢復二極管， 型號：MUR10120(3) 續(xù)流二極管D的選擇：續(xù)流二極管D的參數(shù)也與第四章中的整流二極管參數(shù)基本一致，所以考慮安全余量選擇額定電 流10A，額定電壓1200V的快速恢復二極管，型號： MUR10120(4) 軟開關諧振電感和諧振電容的選擇：Lr 和Cr的設計取決于它的諧振頻率 fr和最大輸出電流Iomax。可以按照以下式子進 行確定。Lr 12 二 fr3八IdM2H、20 104.51dM_14.

20、5KcU10 8 疋 5370.8 537=7603HCr2 二frKcU13 -=0.083AF2 -20 100.8 537式中：Kc=0.8。取 Lr=160 JH , Cf =0.08 JH，電容耐壓值 1500。2.4逆變電路部分設計絕緣柵雙極型晶體管(IGBT)的選擇(1)確定電壓額定值 UespUd=3802 1.1 =650V式中，a為波動系數(shù)，值取1.1。關斷時的峰值電壓表22 IGBT電壓選擇交流電樂(輸入直流母找電用/V選扌f器竹耐壓/V申相交230350600.相愛流160600（W 大対 900）1 200則Uesp=(650X 1.15+150) a =987.25

21、V式中1.15為過電壓保護系數(shù)；a為安全系數(shù)，一般取1.1 ; 150為電感引起的尖峰電壓。考慮表4 1 IGBT的電壓規(guī)格，本設計中選用的IGBT額定電壓為1200V(2)IGBT模塊額定電流確定：主變壓器一次側電流：丨1. = |2 叢 =|2 匕，其中，2高頻為變壓器原邊繞組的匝數(shù)；NsNP U10為高頻變壓器副邊繞組的匝數(shù)；U0為變壓器一次側電壓，因為經(jīng)整流逆變后輸出電壓為方波電壓，其有效值不變所以 Uw=U=537V;U20為變壓器二次側電壓，由設計基本條件得出U2o=11OV; I 2為變壓器二次側電流,I 20=-Pd二2000W -18.2A 。U20110VU20110V貝U

22、, I10 =I2018.2A 3.7A。U10537VIGBT模塊每只管上的平均電流額定值(全橋式整流)I=0.5 X I 10=0.5 X 3.7=1.86A，如選用IGBT模塊給定電流額定值是在結溫Tc=25 C條件下，則模塊電流值 I cs應按下列條件給予確定。Ics= 2 X I X 1.5 X 1.4=1.414 X 1.86 X 1.5 X 1.4=5.5A ,式中：2為峰值系數(shù)；I為IGBT管上平均電流；1.5為單位時間(1min)過載容量系數(shù)；1.4 為IGBT的I c減小系數(shù)。根據(jù)Cesp=987V,I cs=5.5 ,考慮充足的安全余量選擇型號為FUJI公司的IGBT,型

23、號1MBH05D_120通過上述兩種對IGBT模塊選擇和理論計算，IGBT模塊選基本吻合的，這說明實 際工作中所選用的IGBT是可行的。的保護設計(1)過電壓保護功率主回路的吸收電路如圖6所示,是用來吸收IGBT關斷浪涌電壓和續(xù)流二極管反向恢復浪涌電壓。在某些應用中，吸收電壓還可以減少IGBT的開關損耗。通常有典型的4種吸收電路，選擇時則考慮功率電路的大小來選擇相應吸收電路。IGBT的過壓保護如圖2 2 所示D1Q1/3圖22 IGBT過壓保護電路電容C的選取：根據(jù) c=IC（ttfi）；U CE其中11 c-IGBT最大集電極電流（A）tfv-IGBT最大集電極電壓上升時間（s）t-IGBT

24、最大集電極電流下降時間（s）Uce-IGBT最大集電極與發(fā)射極電壓（V）；般電容不要選擇過大，以0.1卩F0.2卩F為宜，否則電阻發(fā)熱嚴重。 （取C=0.2卩F）電阻的選擇:R=on3C其中t on-IGBT最小導通時間；C-吸收緩沖電路中電容值。在逆變頻率為20kHz則 D（占空比）= 巴 =t onX fT（周期）on=D=”=5 卩 sf 20 103電源最小占空比為0.1，由R= 確定阻值大小。所以，R=8.3 Q，取10Q。3C二極管D的選擇：快恢復二極管（FRD：有0.8-1.1V的正向導通壓降，35-85ns的反向恢復時間，在導通和截止之間迅速轉換，提高了器件的使用頻率并改善了波

25、形。整流輸出的最大電流為I= （1.52）4.4= （6.759） A，所以選擇10A, 1200V故即使在該開關管發(fā)熱情況較嚴重的情況下仍可保證其通流能力在可靠范圍內(nèi)。所以器件選取型號：MUR10120（2）過電流保護過電流保護的熔斷器的額定電流，取值取IGBT額定電流的1.52倍裕量，即:Irf5.5 X（ 1.52 ） =8.25A 11A,URF1000V。所以FUA FU12選擇RS3型額定電壓1000V,熔體額定電流10A的快速熔斷器。3高頻變壓器的設計3.1高頻變壓器主要參數(shù)高頻變壓器輸出功率 R=Pd=2000W;原邊繞組電壓幅值 U=537V;次級輸出電壓U2o=l10V :

26、開關頻率f =20kHz;額定輸出電流l2o=18.2A ;變壓器效率二0.93.2變壓器磁芯的選擇適用于高頻的磁芯材料有鐵氧體磁芯，鐵粉磁芯以及非晶合金。設計時，要查找三類磁芯的基本特性以選擇合適的磁芯材料，在一般情況下都可選用鐵氧體材料滿足設計要求。然后在根據(jù)廠家提供的磁芯材料手冊（一般可在磁芯廠家網(wǎng)站獲得）選取具體的磁芯材料編號并獲得其 具體特性參數(shù)。磁芯規(guī)格的選取通常可先估算變壓器的效率，然后由輸出功率和估算效率計算出變壓器的輸人功率，再根據(jù)生產(chǎn)廠家給出的磁芯規(guī)格和傳送功率的關系數(shù)據(jù)來選擇。如果手頭缺少上述 資料，可利用常用 A法進行估算選取。Ap 二 AeAQPt 1062 fsBm

27、KmKc(3.1)式中：2A e為磁芯截面積（cm）；A q為磁芯窗口面積（cmi）；P t為變壓器的標稱輸出功率（W；B m是磁芯工作的磁感應強度（G）;是線圈導線的電流密度，通常取=23（A/mm2）;Km 是窗口填充系數(shù)，一般取 0.20.4 ;fs為開關頻率；K c是磁芯的填充系數(shù)，對于鐵氧體Kc=1.0。要選取磁芯的AeAW接近且大于式（1）中的AP值。2取、=2A/mm并將 Pt 二 2000W ;Km=0. 4：Kc=1.0 ;3f =2Ox10(Hz):為了多留些余地，可在減小主功率變壓器的最大磁通密度Bm=1000GS等參數(shù)一起代人式(3.1)，得Ap =AeAW 二2000

28、 1062 0.9 20 103 1000 2 0.4 1= 69.4擬選擇EE型磁芯，其外形如圖 3-1所示。圖3 1 EE型磁芯外形圖 其中A和Aw可按下面的式子進行估算。Ae = E CAw = （ D - E）2根據(jù)圖3 1中提供的磁芯尺寸，我們選擇EE110/110，其磁芯尺寸參數(shù)如表3 1所示表3 1 EE型磁芯尺寸(Type)尺Dimensions)(unit: mm)虐量w(g pair)ABCDEFEE70.1OS70.5±1.0108.0±0.632.0±0.747.2min22.0±0.5B6.0+0.3800EE8QW0Q.5&#

29、177;1.576.0±1,0200±O.S59Bmin20.0+0.5S5.0±1 0330EE95/8805.012.0&8 0±2,026.5+0.5SS.Crriin26.&+0.55B.4t1.Q675匚 IZQC/aQA日 BQ古2Q3A fiaOASEQmiri釜3*詛蛀MAinEE 110/110110.0+2.5111.0+1.0136.0+1.074 衛(wèi)min36.0±1 D71.0+1.51560Itt110;17O118,0+2.5173.0+1035 0+1,062,Qmin35.0±O 51

30、38,0+1.aEE16O/15O160.0+3.014S.0±1.528.0±1.0131.8min28.0±1.0120.011.5143QEE185/1SD1S5.0±3r5154 0±1.527.5±1,0126.Qmin&3.0±1 0100,Q±1.5280QEERO炮60200.0±40?60.0±2040 0±1.51750min40,0±t5220.0115490027 12則，Ae=3.6 3.6=12.96cm, Aw(7.42-3.6) 13.

31、56cm2因此EE118/170磁芯的功率容量為：Ap=Ae Aw =12.96 13.56 = 175.7而2000W 20kHz的開關電源的設計功率容量為：Ap=69.4可見它明顯小于功率容量乘積值175.7，符合要求。3.3高頻變壓器一次側、二次側繞組匝數(shù)計算計算高頻變壓器原邊繞組的匝數(shù)值:V|NMAX10U1 1084fBmA4fBmA537沢1084 20 103 1000 13.56= 49.5取原邊匝數(shù)50砸。計算高頻變壓器副邊繞組的匝數(shù)值:Ns = Np 匹=50 110 =10.2U10537取整數(shù)時副邊匝數(shù)為10砸。3.4計算繞組導線線徑及估算銅窗占有率副邊繞組導線截面積為

32、：A C21 2018.22二 9.1 mm繞組導線規(guī)格的選擇。高頻電流的集膚效應，使導線的實際導電截面積減小。因此。在導線選擇上應使用多股導線并繞，副邊大電流繞組最好能使用寬而扁的銅帶, 寬度與變壓器磁心窗口高度接近，厚度則受2倍的穿透深度限制。表3列出了高頻電 流穿透銅導線的深度。表3-2高頻電流穿透銅導線的深度/kHz15IS20232530 / tmn(i 5 3%(X 492CQ 4673L 435841S0a 3851因為f =20kHz,所以允許采取的最大線徑為dMAX =2厶-2 0.4673 = 0.935mm如去A9 1表稱直徑為0.94毫米的公制漆包線，需要N2C22 -

33、13.1股，取整為13乂（d）23.14漢0.472（2）股并繞。同理，對于變壓器原邊，其繞組導線截面積為 AC1Pt20002.07mm2。nU10.9 漢 537 漢 2若同樣取標稱直徑為 0. 94mm的公制漆包線進行繞制的話，需要A2 07N1 二2 = 2.9股，取整為 3 股并繞。二（d）23.14 0.472（2銅窗的占有率估算如下：-J0.4Aw _ NpN匚（一）2 NsN2（）2，即2 20.4 1356 _ 50 3 3.14 0.47210 13 3.14 0.472得 542.4 _ 194.2所以，銅窗是富裕的。此高頻變壓器計算參數(shù)基本符合要求。4. 心得體會在此次設計中，我翻閱的大量的書籍，期刊。在短時間內(nèi)