1、四川大學電氣信息學院自動化系課程設計 2013.7目錄頁第一章 緒論2 1-1課題背景，實驗目的與實驗設備2 1-2國內外研究情況3第二章 雙閉環調速系統設計理論3 2-1典型型和典型型系統3 2-2系統的靜，動態性能指標4 2-3非典型系統的典型化6 2-4轉速調節器和電流調節器的設計7第三章 模型參數測定和模型建立9 3-1系統模型參數測定實驗步驟和原理9 3-2模型測定實驗的計算分析11 3-3系統模型仿真和誤差分析18第四章 工程設計方法設計和整定轉速，電流反饋調速系統22 4-1 設計整定的思路22 4-2 電流調節器的整定和電流內環的校正，簡化23 4-3轉速調節器的整定和轉速環的

2、校正，簡化25 4-4系統的實際運行整定27 4-5 關于asr和acr調節器的進一步探討33第五章 設計分析和心得總結34 5-1實驗中出現的問題34 5-2實驗心得體會35第六章 實驗原始數據38 6-1建模測定數據386-2 系統調試實驗數據39第一章 緒論1-1課題背景，實驗目的與實驗設備轉速，電流反饋控制的調速系統是一種動靜態特性優良的直流調速系統，它的控制規律是建立在經典控制規律的基礎上的，用傳遞函數建立動態數學模型，并從傳遞函數模型和開環頻域特性去總結其控制規律，用跟隨和抗擾兩個方面的指標去衡量它的動靜態性能。轉速，電流反饋控制的調速系統是一種串級系統，所以其整定系統參數的方法也

3、借鑒了一般串級系統的差別，但又有不同于一般串級系統的。本次實驗的主要目的是針對一套調速系統（包括電源，電機，勵磁回路等）建立模型并整定出帶濾波的電流調節器和轉速調節器參數，投入運行。實驗正值暑期實踐及國際交流周，我們將用兩周的時間來完成參數測定實驗，系統建模，調節器整定和系統投入運行。本次實驗的實驗設備包括：實驗裝置型號規格備注電力電子傳動平臺mcl-實驗平臺示波器tds-1012帶寬100mhz 最高采樣頻率1gs/s得到轉速，電流波形，調節參數時參考數字萬用表gdm-8145測量電阻，電壓實驗設計的基本要求是：性能指標靜態靜差率<5%調速范圍3 (483rpm-1450rpm)動態電

4、流超調量<5%轉速超調量<10%1-2國內外研究情況 雖然目前的直流調速系統已經十分成熟，調速系統的信號給定已經做成集成電路，許多邏輯判斷通過嵌入式系統或者工業控制機加入調速系統，但對它乃至電力拖動系統的研究是不會結束的，當前國內外關于電力拖動系統的研究主要集中在 應用現代控制理論，經典控制理論雖然物理概念明確，理論分析直觀，但存在不能實現最優控制和大系統控制等問題。隨著離散控制器及其理論的發展，現代控制理論有了用武之地。高性能的計算機可以實時完成復雜的運算；系統辨識，參數估計和算法魯棒性上的應用，大幅改善了控制效果。 研發新型的電力電子器件，隨著電力電子器件走向耐高壓，大功率，高

5、頻化和智能化，新型的電力拖動系統能擁有更可靠的性能，能適應更極端的工作條件。 與嵌入式操作系統結合，嵌入式操作系統的加入能使電力拖動系統擁有更強大的功能，包括聯網的云檢測故障，大系統的協調工作等，此外，基于linux的數字伺服系統無疑是目前的研究熱點。 第二章 雙閉環調速系統設計理論 2-1典型型和典型型系統 雙閉環調速系統中，無論是電機還是調節器都被看成一個拉普拉斯變換成的域模型，這些環節通過串并聯合反饋連接在一起，構成了系統，要對系統進行分析，就要先清楚一些典型系統的特性。 典型型和典型型系統的區別在于原點處零極點的個數不同，而除原點外其他處的零極點個數則區分了同一典型系統的不同系統。 典

6、型型的開環傳遞函數結構為 ,分別為系統的慣性時間常數和開環增益。 典型型的開環傳遞函數結構為 為一個比例微分因子，附帶了慣性環節，比例微分因子存在的的作用是把系統的相頻特性提升到線以上，保證系統的穩定。 典型型的閉環傳遞函數結構為 為系統的自然振蕩頻率 為系統的阻尼比 典型型的閉環傳遞函數結構為 為斜率為的中頻段寬度。對于型系統而言，開環增益k越大，截至頻率也越大，系統的響應也越快，但是相角裕量裕量會變小，在響應上的表現就是調節時間變短，但是振蕩會加劇。2-2系統的靜，動態性能指標 在控制系統中設置調節器是為了改善系統的靜，動態性能，而要衡量調節器的設置和調整是否恰當，就需要一些相應的指標。

7、這些指標包括兩大類，在下表中列出 跟隨性能特性名稱備注上升時間輸出量第一次上升到穩態值所用的時間超調量輸出量超過穩態值最大時與穩態值差值比上穩態值峰值時間輸出量上升到最大值所用時間調節時間輸出量穩定在穩態值附近一定范圍內所用時間抗擾性能特性動態降落穩態運行時突加負擾動造成的輸出量降落恢復時間穩態運行時突加擾動后輸出穩定在一定范圍的時間表2-1 性能指標及其定義 型系統的閉環系統是一個二階系統，它的暫態響應特性指標與系統的阻尼比和自然振蕩頻率有關，并且可以歸納成下表 表2-2 典型型系統動態跟隨性能指標和頻域指標與參數的關系型系統的閉環系統是一個三階系統，可以將它用主導零極點法簡化成二階系統進行

8、分析，它的跟隨性能指標也可以歸納為 表2-3 典型型系統階躍輸入跟隨性能指標2-3非典型系統的典型化實際控制對象的傳遞函數多種多樣，往往受很多參數影響，并且直接由微分方程建立的是高次模型。為了構造成低階的典型系統，需要做許多近似處理，包括，1.高頻段小慣性環節的近似處理當高頻段有幾個小時間常數（,）時，用一個小時間常數來代替，并且有 2. 高階系統降階近似處理考察一般情況下的高階系統 系統穩定，即存在 則忽略系統的高次項，將系統簡化為3. 低頻段大慣性環節近似處理當系統中存在時間常數特別大的慣性環節時，存在近似條件,或者則慣性環節可以等效為，事實上，等效后的相角裕量減小了，也就是說如果等效后的

9、系統可以穩定的話，等效前的系統一定穩定，這也充分證明了這種等效是可用的。2-4轉速調節器和電流調節器的設計 1.設計內環的電流調節器首先要對電流內環進行簡化，忽略反電動勢的影響，再將內環等效為單位負反饋，進行小慣性環節近似處理，可以得到 圖2-2 電流內環的簡化其中 和 一般都比小得多，可以近似為一個慣性環節，其時間常數為設計出電流調節器后將電流環作等效處理 而內環可以簡化為典型型環節，從而在穩態性能上得到電流無靜差，在暫態性能上有較強的跟蹤能力。系統參數要求滿足 由性能指標就可以求出系統的開環增益和調節器的比例增益系數 由增益和時間常數設計出調節器 圖2-3 acr和asr所用的帶濾波pi調

10、節器 最后將電流環簡化成一個典型型系統，作為外環的一個環節 2.設計轉速調節器 進行小時間常數近似處理圖2-4 簡化后的轉速環將轉速環校正為典型系統，以保證轉速環的抗擾動能力。再計算轉速調節器的比例增益和時間常數 從而得到轉速調節器的電阻和電容值第三章 模型參數測定和模型建立3-1系統模型參數測定實驗步驟和原理名稱測量方法注意事項實測值電樞內阻接通電源，施加給定，使電樞電流保持在1a，但是斷開勵磁回路和負載回路，在電機靜止的狀態下，手動旋轉電機轉軸，在互成夾角的三點測出電樞內阻的大小，然后取平均值。1. 理論上在不加勵磁磁通時電機是不會旋轉的，但有時電機會因為剩磁而出現緩慢旋轉，這時要反接勵磁

11、磁通去掉剩磁載接回原來的電路。2. 三次測量的差值反映了電機制作的規整度，主要收電機的轉軸偏離中心程度和換向片和電刷的接觸電阻。電樞端電壓,電源端電壓電樞電流電動勢轉速系數利用電機的機械特性方程聯立，消去未知的電樞回路電阻，僅由兩次測量的電壓差值和轉速差值求出電動勢轉速系數1. 兩組數據通過改變給定電壓得到，只需要測端電壓和轉速，不需要關心電樞電流，勵磁回路也要。2. 不需要關心電樞電流的前提是測量幾組數據時電樞回路的電阻不能改變，特別是串接的起動電阻。3. 磁通量顯然會影響轉速系數，也不能改變。電源端電壓電機轉速電源等效內阻斷開勵磁回路，固定給定電壓在0.2a到0.8a間（實驗中是0.5a）

12、，改變電樞串聯回路的阻值，得到兩組端電壓和電樞電流的值1. 勵磁回路和負載回路要斷開。2. 測電源內阻的方法是伏安法，電樞的端電壓和電流的端電壓也是電源等效內阻的端電壓和端電流，用兩組數據聯立電源端電壓電樞電流電源放大系數保持勵磁回路斷開，分級調節給定電壓，并保持電樞電流始終小于1a（實驗中為了計算方便，保持電樞電流始終在0.5a），利用求出一組，再取平均值1. 斷開勵磁后要小心調整給定電壓，否則很容易過流。2. 記錄每一次測出數據時的電流。3. 測量組數分布要調整好，例如如果要研究電源的飽和現象要在電壓都較大時多取點。電樞電流電源端電壓給定電壓平波電感內阻不通電的情況下，用萬用表直接測電感的

13、阻值。1. 不能通電，此時是由萬用表本身供電的。電感內阻電樞回路總電阻電磁時間常數用電感表測出電樞回路的總電感再除以總電阻，即1.測量電感時所測電感在的回路要斷開，否則就會偏小，相當于并聯了其他電感電樞電感平波電感電樞回路總電阻機電時間常數連上勵磁回路，斷開負載回路，突加給定使電機的峰值電樞電流達到堵轉電流（實驗中是1.4a），記錄轉速n和時間t的波形圖，利用以下公式可以計算出機電時間常數1. 分別為堵轉電流和空載時的電流。2. 計算圖中陰影部分的面積，方法為3. 機電時間常數的計算就可以等效為陰影部分面積和堵轉電流與空載電流差的商。突加給定的轉速變化圖表3-1 各模型參數的測量方法3-2模型

14、測定實驗的計算分析(1) 測量參數測量結果1測量結果2測量結果3平均值標準差22.6422.2822.3522.4233 0.1909相對偏差0.966%-0.639%-0.326%表3-2 電樞內阻的測量結果測量結果的不同主要是由于電機轉軸的偏心，導致換向片和電樞間接觸或緊或松，接觸電阻或小或大，實際電機運行中還存在氣隙偏心等問題，但是只要對電樞電阻的影響小于就可以忽略。如上表，三次測量結果和均值的相對偏差都小于1%，考慮三次測量的位置互成，轉子偏心對電樞內阻的影響可以抵消，所求的電樞內阻平均值是可信的(2)測量參數 計算公式計算參數/v/v偏差1117560.5440.1455159108

15、60.8331.68%0.142118712831.063-0.70%0.141722215301.458-0.98%0.1431平均電動勢系數表3-3 電動勢系數的測量結果 電動勢轉速系數是電動機旋轉時，電樞繞組內部切割磁力線所感應的電動勢相對于轉速的比例系數，也稱為發電系數或感應電動勢系數。電動勢系數直接反映了勵磁的強弱，實驗中沒有改變勵磁回路的電阻，所以這個電動勢系數是一直適用的。 本組數據是僅有的一組既測量了 又同時加了勵磁的數據，這就意味著這組數據可以在某種程度上用來檢驗建立后模型的準確性。 原始數據中的和建立模型后仿真得到的結果又較大差異，這一點有可能是勵磁變化導致的，在后面的模型

16、偏差分析中會做較詳細的討論。 (3)電源等效內阻 計算公式計算內阻/電源端電壓/v電樞電流/a2050.5102040.6202020.7202000.8101990.9101981.014平均電源內阻表3-4 電源內阻的測量結果 通過聯立電樞回路的kvl方程，利用轉速為0，電樞電流與電源端電壓的關系，消去轉速和電樞回路電阻，求電源內阻。但是實驗時求取的電樞電流不夠精確，導致求不出精確的電源內阻，根據經驗，電源內阻在1020之間，所以所得的電阻值可以勉強使用。(4)電源放大系數計算公式計算結果給定電壓/v電源端電壓/v電樞電流/a0.437370.5250.0000.525590.5230.0

17、880.638850.5197.6740.7241020.5178.5710.8361220.5151.1630.9221350.5155.3401.0251510.5132.0751.1311650.5113.8211.2541790.5106.0601.3201860.595.2381.5092040.575.5561.7342210.569.7671.8632300.551.8292.1912470.539.5142.5202600.52.6462.8982610.5表3-5 電源放大系數的測量結果 飽和區死 區線性區 圖 期望的電源放大系數關系 給定電壓和電源輸出電壓的關系只有在一定范

18、圍內才可以被看成一個比例關系，過小的給定電壓，輸出處于死區，而過大的給定電壓又會使輸出飽和，輸出電壓的值不再隨給定電壓的增加而增加。通常系統工作在死區和飽和區中間的線性區內。由于實驗中給定電壓的范圍沒有選好，導致給定電壓較小時的死區特性沒有明顯的表示出來。此外實驗區線中的線性區也遠不如期望曲線那樣直。 實際上觸發角控制電壓的關系如下整流輸出的瞬時電壓和平均電壓為其中為脈沖觸發延遲角 整流輸出的最大電壓 為一個周期內的脈動個數結合影響觸發角的原理，輸出電壓不僅由于器件存在飽和現象和不靈敏現象，同時受電感變化和諧波的影響，使得ks即使在線性段也有較大的變化。在的關系中表現為兩者的斜率，這個斜率應該

19、隨著的增加而先變大后變小，但在為1v時出現了一些反復，這應該是由于測量過程中的誤差帶來的，是由于在記錄這一點數據時沒有將電樞電流調回0.5a導致的。要得到模型中放大系數，可以用線性區中幾組的平均值。線性區平均250.000151.163106.060153.2353230.088155.34095.238197.674132.075178.571113.821表3-6 的線性化(5) 直接測量得到的量平波電抗器直流電阻/平波電抗器電感/電樞電感/11.67758318 測得平波電抗器的電阻后就可以得到電樞回路的總電阻 由直接測量得到的兩個電感值和電樞回路總電阻就可以得到電機的電磁時間常數 (6

20、) 示波器采集到的轉速-時間波形圖 3-1 突加給定后的電機電流響應由以上的波形圖可以大致求出系統的機電時間常數求出陰影部分的面積為縱坐標一格代表 1.4a/4=0.35a 機電時間常數為綜上，典型話后系統各結構的系數為電動勢系數電源放大倍數電磁時間常數機電時間常數失控時間（三相橋式）0.1431 153.23530.02240.15310.00167表3-7 模型參數的取值系統的動態結構框圖為圖3-2 v-m系統結構框圖3-3系統模型仿真和誤差分析 利用求取電動勢系數的轉速-給定表和，不同電樞電流對應的電源放大系數表可以對已經建立的模型進行檢驗，雖然求電源放大系數時沒有加入勵磁磁通，電機沒有

21、轉速，但鑒于轉速和轉速帶來的反電動勢不影響電源環節的輸入輸出，所以和的關系是可以使用的。 在已經建立的晶閘管-電動機系統模型中改變的值，可以得到/v/v/a/v/0.544835820.741117560.8331278911.1215910861.06316311371.4818712831.458223156022221530模型仿真結果實驗結果表3-8 模型靜特性與測得的特性對比圖3-3 模型響應和實驗結果的對比比較可知，由參數測定得到的模型在轉速和電源電壓上偏小，由 下面通過仿真探討模型誤差可能的來源。晶閘管整流器輸出的電源電壓較大時，也是電機轉速較高的時候，對應的給定電壓也較大，可以

22、看到，實驗數據和通過實驗數據建立的模型仿真結果又較大的差異，可能有以下一些原因帶來了模型偏差 實驗中勵磁磁通可能改變了，導致測量轉速時的勵磁磁通和建立模型某一參量時的勵磁磁通不相匹配，也就是說在這一模型中電動勢系數是不合適的。實驗中電樞電壓測量存在偏差，由于電源電壓的測量精度不夠等原因，會影響到模型中電機的機械特性，從而改變給定電壓和轉速之間的關系。電源放大系數的非線性性帶來模型的偏差，由之前的模型計算可以看出，電阻和電感的測量都是相對精確的，但是測量計算得到的電源放大系數卻隨給定電壓的變化存在明顯的非線性性，這會導致模型中的電源端電壓和實驗中的電源端電壓不一致，從而影響電機的轉速。下面對以上

23、三種可能的原因進行討論我們試著改變電動勢系數,觀察在同樣給定下電機轉速的變化圖3-4 改變勵磁后的電機起動 可以看到隨著電動勢系數減小，也就是勵磁磁通減小，電機穩定后的轉速會有所上升，在0.833v的給定電壓時，實驗得到的轉速是1086rpm，電壓為159v，而理論仿真得到的轉速和電壓分別為867rpm，和178v，按照我們在電機拖動中德知識，弱磁后系統電壓減小，在一定范圍內轉速提高，并符合模型偏差量，結合，給定電壓較大時（1.465v）時的情況，可以初步判斷，有可能是勵磁磁通變化帶來模型誤差。改變電樞電阻，觀察轉速的變化圖3-5 改變電樞電阻后的電機起動（空載/負載）可以看到，在存在負載時，

24、電樞電阻偏大會降低最后的轉速，但是計算模型時的電阻只包括電樞內阻，電抗阻值和電源內阻，實驗時還存在起動電阻沒有完全切除的可能，所以電阻測量的偏差不是模型誤差的來源。改變模型中的電源放大系數，考慮到模型電源放大系數的非線性性， 圖 3-6 改變電源放大系數對轉速的影響仿真和實驗時給定電壓0.833v時的轉速分別為867rpm和1086rpm，由上圖可以看到ks的偏大會使轉速偏大，實際轉速較模型仿真出的轉速偏大，可能是模型電源放大系數偏小帶來的，但這是不合理的，因為在計算平均放大系數時所用線性段放大系數都是偏大的，很難想象模型的放大系數還會出現偏小的情況。綜上所述，模型的偏差是由于得到參數的實驗和

25、得到轉速的實驗勵磁磁通不同帶來，這是可以接受的，因為實際中勵磁磁通本來就會不斷改變。第四章 工程設計方法設計和整定轉速，電流反饋調速系統4-1 設計整定的思路雙閉環調速系統是一個典型的串級系統，其整定方法和其他串級系統類似，有三種整定方法，一步整定法，兩步整定法和逐步逼近法，本次課程設計用的是兩步整定法，先整定電流內環，后整定轉速外環。電流內環的要求主要是快速跟隨，轉速外環的主要要求是抗擾動，消除轉速靜差，由此確定內環簡化為典型型系統，外環為典型型。實際系統和理論系統不同，實際系統必須有濾波環節以減少高頻干擾信號，在這個雙閉環調速系統中還必須有電流濾波，轉速濾波和給定濾波三個環節，同時為了保證

26、綜合點處參與運算的量相位相同，同樣的濾波（一階慣性）環節加在反饋回路是有必要的。4-2 電流調節器的整定和電流內環的校正，簡化 已經計算得到的系統模型參數如下電動勢系數電源放大倍數/s電磁時間常數/s機電時間常數/s失控時間（三相橋式）/s電樞回路總電阻/0.1431 153.23530.02240.15310.0016748表4-1 模型參數要求的性能指標和已知條件如下性能指標靜態靜差率<5%調速范圍3動態輸入超調量5%擾動超調量10%已知條件限幅值最大速度給定5v最大電流給定5v電流反饋強度5v/1.4a速度反饋強度5v/1450rpm濾波環節調節起輸入電阻 調節器濾波電容表4-2

27、性能指標由 所以電流內環簡化為電流調節器的傳遞函數為檢查電源電壓的抗擾能力查看抗擾能力表可知，可以滿足題目的要求電流調節器超前時間常數要求起動超調量小于5%，查表，取(為電流環開環增益）所以電流調節器的開環增益為得到電流調節器的傳遞函數為電流內環的閉環傳遞函數時間常數又有查表可知電流內環等效的典型型系統超調量 滿足系統要求而對于電流調節器有所以 圖4-1 電流內環的起動波形4-3轉速調節器的整定和轉速環的校正，簡化電流環等效時間常數根據測速發電機的紋波情況，可以取確定轉速環的小時間常數轉速調節器的傳遞函數為要求的跟隨和抗擾動性能較好，選取系統開環傳函的中頻帶寬，則asr的超前時間常數為同時求出

28、轉速環開環增益為得到轉速調節器的傳遞函數為對于轉速調節器有 所以由中頻帶寬h=5查表得到轉速超調量為37.6%，但實際上由于轉速調節器在起動時出現飽和，其超調量遠遠達不到37.6%圖 4-2 轉速環的起動波形圖轉速超調量得到計算出的轉速電流調節器參數acr asr 而在雙閉環調速系統中兩個調節器都是pi調節器，電路圖可以參考圖2-34-4系統的實際運行整定計算得到理論的參數后，進行simulink仿真發現轉速和電流的超調量都滿足系統性能要求，進入實驗室，對系統進行整定。 +-+-mtg+-+-rp2nu*nr0r0ucuitalidriciud+-r0r0rncnasracrlmgtvrp1u

29、nu*ilmmtgupe 圖 4-3 雙閉環調速系統步驟整定對象和目的具體方法注意事項1設定acr的輸出限幅值將手動的負給定直接施加給構成acr的運放反向端。計算acr的限幅值，等于最大控制電壓除以它對應的電源放大系數調節運放反向端和輸出端所連的電阻，直到運放輸出端輸出電壓恰好為預設的限幅值。.這個環節是單元測試，除了acr以外的環節都不接入給定.acr的給定值多大不重要，但必須是負給定，這樣在正式運行時的限幅值才會正確。2設定asr的輸出限幅值方法和步驟1相同，只是限幅值不同，是5v。.對asr施加的給定必須是正給定。3調節好電流反饋系數計算電流內環的反饋系數將手動給定接入acr的反向輸入端

30、，acr輸出端接晶閘管電源，電機不施加勵磁。手動給定一個電壓，等于最大給定的一半，待內環穩定后測量電樞電流，調節三相互感傳感器的阻值使電樞電流為堵轉電流的一半即可.接入acr的手動輸入須為負給定。.調節反饋系數所用的給定電壓只是最大給定電壓的一半，這樣防止了過大的電流沖擊系統，它的依據是傳感器的輸入輸出關系一定是基本線性的。4系統投入運行并調整轉速反饋系數通過改變阻值和容值將asr和acr的增益和時間常數設置好，先用預先計算出的參數，系統投運后再修改。將雙閉環系統的各個環節按圖連接好，加入勵磁磁通和負載，反饋線也接好。將給定電壓調到最大的5v，施加給定，用示波器觀察電樞電流的波形是否穩定，若不

31、穩定則減小asr給定端輸入電阻或增大給定-輸出電容值，直到波形穩定，并記錄此時的asr電阻電容值。通過調節負載使電樞電流穩定在大約1.05a，也就是額定工作點，然后調節速度反饋阻值，直到轉速穩定在1450rpm處完成。.連接系統時，要注意無論是電流環還是轉速環都要構成負反饋，也就是反饋，輸入給定要反號，電流環給定為-，反饋為+即可；轉速環給定為+，則轉速反饋須與asr端反接才能構成負反饋。.系統須要穩定運行，也就轉速不出現持續的等幅振蕩，否則整個系統的參數都會不斷振蕩。.系統要保證穩態精度，也就是兩個pi調節器的增益不能太小5.整定系統的轉速和電流暫態響應系統投入運行后在線調整asr的比例和積

32、分參數，振蕩劇烈時要減小asr輸入端電阻，減小增益，超調量大時則要增大電阻，增大電容也有同樣的效果，最后要將轉速超調量控制在10%內，且保證空載到額定負載系統都能穩定。acr的調整方式基本相同，主要通過調節電容值使電流的波形呈現矩形狀，達到準時間最優控制的目的，電流超調量要控制在5%以內.先整定轉速再整定電流。.電機整定后的asr，acr參數和理論計算的參數存在相當大的差異，一方面是由于實驗電機的特性，如電樞電阻大，電源放大系數的非線性性，另一方面也是由于建模時的簡化有不少如小時間常數，線性化，忽略反電動勢影響等是不適合于實驗中電機的。5測定兩條系統的靜特性曲線將整定后的參數調整好并記錄下來。

33、調節電機的給定分別到5v，改變負載電機串入的電阻值，記錄電機的電流和轉速。改變電機給定電壓到1.67v，將以上步驟重復。靜特性數據和曲線見.測定過程中的操作和靜特性曲線的定義緊密相關，給定電壓，電樞電阻和勵磁磁通均不能改變，利用負載電機特性與電機特性的穩定工作點來確定一組靜特性。6得到系統的電流，轉速起動波形將給定調到最大，突加給定，在示波器上顯示轉速（)和電樞電流（)的起動波形，得到調整后系統的暫態和穩態參數。轉速電流起動波形見.繼續調整asr，acr的電容得到較光滑的曲線。表4-3 系統的整定測定的靜特性數據為/v/a/rpm4.9850.514580.614610.714600.8145

34、90.914551.014541.6750.24560.34560.44540.54550.64540.7453表4-4 系統的靜特性原始數據圖4-3 系統的靜特性曲線系統動態起動波形如下 轉速電流圖4-4 雙閉環系統的電流轉速起動波形調整后的系統的asr，acr參數為asracr/23.710.852.512.74-5 關于asr和acr調節器的進一步探討圖4-5 雙閉環調速系統的simulink仿真和起動波形圖用計算出來的參數調節測定出的v-m模型，轉速，電流超調量都滿足要求。asracr/計算值3270.2665.34.2最終整定值23.710.852.512.7 通過4-2和4-3中計

35、算得到的asr和acr參數和最終整定出的參數有較大的區別，這個區別有可能是計算中的等效和簡化造成的，當然實際調試過程中也存在很多偶然性，所以這里只探討參數數量級上的差別，不探討具體差多少。為了簡化設計工作，我們在計算電流內環傳遞函數時忽略了反電動勢的影響，但是反電動勢和轉速成正比，雙閉環環系統起動過程中反電動勢的變化會引起起動電流的波動，并且會給電流帶來靜差。忽略轉速對電流的影響會減少電流波動，影響acr和asr的比例，時間常數。忽略反電動勢對電流環影響的條件是實驗中用到的是小電機，機電時間常數偏小，又由于電樞電流偏小（)，所用的電感值小，電樞電阻大，所以電磁時間常數也較小，所以忽略反電動勢的

36、條件可能使不穩定的，會帶來較大的誤差。小慣性環節的近似，在得到電流內環的簡化中小慣性環節近似的條件是由于實際系統階數比簡化系統高，所以簡化系統的伯德圖截止頻率較低，這個條件不一定滿足。高階系統低階化成為一階慣性環節，加快了電流的跟隨作用，這樣設計出來的系統超調量會減小，實際運行會出現更大的超調。計算asr和acr參數所用的方法主要是針對大電機的，大電機的電感大，電樞電阻?。ㄒ韵拢姶艜r間常數大，機電時間常數也大，而實驗中用到的是小電機，電樞電阻大（），而且電樞電流也小，所以計算出的參數只能作為參考。第五章 設計分析和心得總結5-1實驗中出現的問題模型參數測定實驗和工程方法整定過程中出現的問題

37、都已經在表3-1和表4-1中列出了。投入運行后實驗中出現了一系列問題，如轉速反饋線接反。轉速反饋環必須構成負反饋，一旦環內沒有一個環節取反，系統就會失去對轉速的控制作用，轉速很快會上升到2200rpm左右。轉速調節器的電容過大。在整定調節器的參數時，為了將系統的波動消除，超調減少，會出現矯枉過正，轉速調節器電容過大，積分作用變弱，系統消除靜差的能力小時間，最大給定電壓時調不到額定轉速上。調節器調整不當，引起輸出電流和轉速波形出現大量紋波，主要是要把握asr和acr阻值，容值的大概范圍，在這個范圍內調整。在給定電壓太小時，空載或者負載過輕時出現了電流斷續的現象，轉速也隨之大幅波動。系統的調速范圍為3，也就給定電壓對應的額定轉速不能低于483rpm。同樣是空載，加入負載電機，切除負載電阻和直接切除負載電機對系統靜特性的影響，即使扣除負載電機存在空載轉矩，仍然不同，這可能是負載電機等效成拖動端的模型是一個阻抗模型而不是一個簡單的電阻的緣故