1、 目錄摘要4第一章 緒 論5第二章 直流調速系統的方案確定62.1系統的技術數據要求62.2直流調速系統的方案選擇72.3 雙閉環直流調速系統的靜特性10第三章 主電路的設計與分析113.1主電路結構設計11 3.2 整流電路163.3 勵磁回路的選擇173.4 晶閘管的觸發電路193.5 KJ004的工作原理213.6 脈沖變壓器的設計23第四章 PWM控制直流調速系統控制電路設計254.1 PWM信號發生器254.2 SG3525引腳各端子功能27第五章 主電路元部件及參數計算325.1 整流變壓器容量計算325.2 IGBT管的參數335.3 三相全控橋整流二極管選擇345.4

2、 濾波電容C1的選擇34第六章 主電路保護電路設計346.1 IGBT的保護設計346.2 主電路過電流保護電路366.3過電壓保護設計366.4過電流保護設計396.5斬波器的散熱設計41第七章 勵磁回路元件計算和選擇42 7.1 變壓器的選擇427.2 整流元件晶閘管的選型46 第八章 雙閉環調速系統調節器的設計478.1 電流調節器的設計478.2轉速調節器的設計51心得體會57參考文獻58摘 要直流電動機具有良好的起、制動性能，宜于在大范圍內平滑調速，在許多需要調速或快速正反向的電力拖動領域中得到應用。晶閘管問世后，生產出成套的晶閘管整流裝置，組成晶閘管電動機調速系統（簡稱V-M系統）

3、，和旋轉變流機組及離子拖動變流裝置相比，晶閘管整流裝置不僅在經濟性和可靠性上都有很大提高，而且在技術性能上也顯示出較大的優越性。本文首先明確了設計的任務和要求，在了解了轉速電流雙閉環直流調速系統的調速原理后依次對晶閘管相控整流調速系統的主電路，保護電路，檢測電路和觸發電路進行了設計，并且計算了相關參數。目前,市場上用的最多的IGBT直流斬波器,它是屬于全控型斬波器，它的主導器件采用國際上先進的電力電子器件IGBT，由門極電壓控制，從根本上克服了晶閘管斬波器及GTR 斬波器的缺點。該斬波器既能為煤礦窄軌電機車配套的調速裝置，針對不同的負載對象，做一些少量的改動又可用于其它要求供 電電壓可調的直流

4、負載上。與可控硅脈沖調速方式和電阻調速方式相比，具有明顯的優點。關鍵字：雙閉環控制 單項全控橋 三相橋式 IGBT第一章 緒 論 許多生產機械要求在一定的范圍內進行速度的平滑調節，并且要求具有良好的穩態，動態性能。而直流電調速系統調速范圍廣，靜差率小，穩定性好以及具有良好的動態性能，在高性能的拖動技術領域中，相當長期內幾乎都采用直流電力拖動系統。雙閉環直流調速系統是直流調速控制系統中發展得最為成熟，應用非常廣泛的電力系統傳動系統。它具有動態響應快，抗干擾能力強等特點。我們知道反饋閉環控制系統具有良好的抗干擾性能，它對于被反饋環的前向通道上的一切擾動作用都能有效的加以抑制。采用轉速反饋和PI調節

5、器的單閉環的調速系統可以在保證系統穩定的條件下實現轉速無靜差，但如果對系統的動態性能要求較高，例如要起制動，突加負載動態性能速降小等等，單閉環系統就難以滿足要求。這主要是因為在單閉環系統中不能完全按照要求來控制動態過程的電流或轉矩。在單閉環系統中，只有電流截止至負反饋環節是專門用來控制電流的。但它只在超過臨界電流值以后強烈的復返快作用限制電流的沖擊，并不能很理想的控制電流的動態波形。在實際工作中，我們希望在電機最大電流的限制條件下，充分利用電機的允許過載能力。最好是在過渡過程中始終保持電流（轉矩）為允許最大值，使電力拖動系統盡可能用最大的加速度起動，到達穩定轉速后又讓電流立即降下來，使轉矩馬上

6、與負載相平衡，從而轉入穩定運行。這是，起動電流成方波形，而轉速是線性增長的。這是在最大電流轉矩的條件下調速系統所能的得到的最快起動過程。 隨著社會化大生產的不斷發展，交流調速系統發展很快，然而直流拖動系統無論在理論上和時間上都比較成熟，并且從閉環控制的角度來看，它有是交流拖動系統的基礎。所以直流調速系統在生活中有舉足輕重的作用。另一方面，需要指出的是電氣傳動與自動控制有著密切的關系，調速傳動的控制裝置主要是各種電力電子變流器，它為電動機提供可控的直流電流，并成為弱點控制強電的媒介。本設計報告首先根據設計要求確定調速方案和主電路的結構形式。主電路和閉環系統確定下來后，重在對電路及各元件參數的計算

7、和器件的選型，包括整流變壓器，整流元件，保護電路以及電流轉速調節器的參數計算。第二章 直流調速系統的方案確定2.1系統的技術數據要求 采用轉速、電流負反饋構成雙閉環調速系統主回路采用三相全控橋不可逆系統。勵磁回路采用三相橋式晶閘管變流裝置供電，構成勵磁電流閉環系統控制。技術數據：（1） 直流電動機數據：電動機型號：Z2-62, 220V，69.5A，1500rpm，允許過載倍數，電樞回路電阻，系統運動部分的轉動慣量。（2） 要求達到的性能指標：，電流超調量，轉速無靜差，且空載起動到額定轉速時的轉速超調量。2.2直流調速系統的方案選擇 2.2.1直流調速系統簡介 直流電機由定子和轉子兩部分組成，

8、其間有一定的氣隙。其構造的主要特點是具有一個帶換向器的電樞。直流電機的定子由機座、主磁極、換向磁極、前后端蓋和刷架等部件組成。其中主磁極是產生直流電機氣隙磁場的主要部件，由永磁體或帶有直流勵磁繞組的疊片鐵心構成。直流電機的轉子則由電樞、換向器（又稱整流子）和轉軸等部件構成。其中電樞由電樞鐵心和電樞繞組兩部分組成。電樞鐵心由硅鋼片疊成，在其外圓處均勻分布著齒槽，電樞繞組則嵌置于這些槽中。換向器是一種機械整流部件。由換向片疊成圓筒形后，以金屬夾件或塑料成型為一個整體。各換向片間互相絕緣。換向器質量對運行可靠性有很大影響。 直流電機斬波調速原理是利用可控硅整流調壓來達直流電機調速的目的，利用交流電相

9、位延遲一定時間發出觸發信號使可控硅導通即為斬波，斬波后的交流電經電機濾波后其平均電壓隨斬波相位變化而變化。為了達到控制直流電機目的，在控制回路加入了速度、電壓、電流反饋環路和PID調節器來防止電機由于負載變化而引起的波動和對電機速度、電壓、電流超常保護。 2.2.2調速方案選擇 隨著電力電子技術的進步，發展了許多新的電樞電壓控制方法，其中PWM(脈寬調制)是常用的一種調速方法。其基本原理是用改變電機電樞(定子)電壓的接通和斷開的時間比(占空比)來控制馬達的速度，在脈寬調速系統中，當電機通電時，其速度增加；電機斷電時，其速度減低。只要按照一定的規律改變通、斷電的時間，即可使電機的速度達到并保持一

10、穩定值。最近幾年來，隨著微電子技術和計算機技術的發展及單片機的廣泛應用，使調速裝置向集成化、小型化和智能化方向發展。 2.2.3調速電路方案 本電機調速系統采用脈寬調制方式, 與晶閘管調速相比, 技術先進, 可減少對電源的污染。為使整個系統能正常安全地運行, 設計了過流、過載、過壓、欠壓保護電路, 另外還有過壓吸收電路。確保了系統可靠運行。 2.2.4控制方案選擇 直流電動機轉速的控制方法可分為勵磁控制法與電樞電壓控制法兩類。隨著電力電子技術的進步, 發展了許多新的電樞電壓控制方法。如: 由交流電源供電, 使用晶閘管進行相控調壓; 使用硅整流器將交流電整流成直流或由蓄電池等直流電源供電, 再由

11、PWM 斬波器進行斬波調壓等。PWM 驅動裝置與傳統晶閘管驅動裝置比較, 具有下列優點: 需用的大功率可控器件少, 線路簡單; 調速范圍寬; 電流波形系數好, 附加損耗小; 功率因數高。可以廣泛應用于現代直流電機伺服系統中。本系統是基于PWM 控制的直流電機控制系統。 此設計采用雙閉環不可逆直流調速系統，其結構框圖如圖2.2所示。圖2.1 轉速、雙閉環直流調速系統原理框圖2.3 雙閉環直流調速系統的靜特性雙閉環調速系統的靜特性在負載電流小于Idm時表現為轉速無靜差，這時轉速負反饋起主要調節作用。當負載電流達到Idm時，對應于轉速調節氣的飽和輸出Uim，這時電流調節器起主要調節作用，系統表現為電

12、流無靜差，得到過電流的自動保護。雙閉環直流調速系統的靜特性如圖2.2所示：圖2.2 雙閉環直流調速系統的靜特性2.3雙閉環直流調速系統的動態性能對于一個調速系統，電動機要不斷處于起動、制動、反轉、調速以及突加突減負載的過渡過程，此時，必須研究相關電機運行的動態指標，如穩定性、快速性、動態誤差等。這對于提高產品質量和勞動生產率，保證系統安全運行是很有意義的。動態性能指標代表了系統發生過渡過程時的性能，動態指標分跟隨指標和抗擾動指標。跟隨指標與抗擾指標都表征系統過渡過程的性能，之所以要分別列出，是由于同一個調速系統，其跟隨指標和抗擾動指標并不相同，不同的生產機械對這兩類指標的要求也是不一樣的。此外

13、，當系統過渡過程結束后，穩態誤差反映了系統的準確性。一般來說，總是希望最大超調和最大動態速降小一點，振蕩次數少一些，調整時將及恢復時間短一點，穩態誤差小一點，即希望能達到穩、準、快。事實上，這些指標要求，在同一系統中往往是相互矛盾的，因此需要具體對象所提出的要求，首先滿足主要方面的性能指標要求，而適當降低其他方面的指標。直流系統中調速范圍D、靜差率S、和額定轉速之間的關系：在直流電動機變壓調速系統中，一般以作為最高轉速，若額定轉速下的轉速降落為，則該系統的靜差率應該是最低轉速時的靜差率，即：則最低轉速為：而調速范圍為：由上式可見，要求s值要求越小時，系統能夠允許的調速范圍也越小。第三章 主電路

14、的設計與分析3.1 PWM變換器介紹脈寬調速系統的主要電路采用脈寬調制式變換器，簡稱PWM變換器。PWM變換器有不可逆和可逆兩類，可逆變換器又有雙極式、單極式和受限單極式等多種電路。下面分別對各種形式的PWM變換器做一下簡單的介紹和分析。不可逆PWM變換器分為無制動作用和有制動作用兩種。圖3-1（a）所示為無制動作用的簡單不可逆PWM變換器主電路原理圖，其開關器件采用全控型的電力電子器件。電源電壓一般由交流電網經不可控整流電路提供。電容C的作用是濾波，二極管VD在電力晶體管VT關斷時為電動機電樞回路提供釋放電儲能的續流回路。 圖3.1 簡單的不可逆PWM變換器電路 （a）原理圖 （b）電壓和電

15、流波形圖電力晶體管VT的基極由頻率為f，其脈沖寬度可調的脈沖電壓驅動。在一個開關周期T內，當Error! No bookmark name given.時，為正，VT飽和導通，電源電壓通過VT加到電動機電樞兩端；當時，為負，VT截止，電樞失去電源，經二極管VD續流。電動機電樞兩端的平均電壓為 ，式中，PWM電壓的占空比，又稱負載電壓系數。的變化范圍在01之間，改變，即可以實現對電動機轉速的調節。 圖3-1（b）繪出了穩態時電動機電樞的脈沖端電壓、平均電壓和電樞電流的波型。由圖可見，電流是脈動的，其平均值等于負載電流（負載轉矩， 直流電動機在額定磁通下的轉矩電流比）。由于VT在一個周期內具有開關

16、兩種狀態，電路電壓平衡方程式也分為兩階段，即在期間， ； 在期間，。式中，R，L電動機電樞回路的總電阻和總電感；E電動機的反電動勢。    PWM調速系統的開關頻率都較高，至少是14kHz，因此電流的脈動幅值不會很大，再影響到轉速n和反電動勢E的波動就更小，在分析時可以忽略不計，視 n和E為恒值。這種簡單不可逆PWM電路中電動機的電樞電流不能反向，因此系統沒有制動作用，只能做單向限運行，這種電路又稱為“受限式”不可逆PWM電路。這種PWM調速系統，空載或輕載下可能出現電流斷續現象，系統的靜、動態性能均差。  圖3.2 具有制動作用的不

17、可逆PWM變換電路圖3.2（a）所示為具有制動作用的不可逆PWM變換電路，該電路設置了兩個電力晶體管VT1和VT2，形成兩者交替開關的電路，提供了反向電流的通路。這種電路組成的PWM調速系統可在第I、II兩個象限中運行。VT1和VT2的基極驅動信號電壓大小相等，極性相反，即。當電動機工作在電動狀態時，在一個周期內平均電流就為正值，電流分為兩段變化。在期間，為正，VT1飽和導通；為負，VT2截止。此時，電源電壓加到電動機電樞兩端，電流沿圖中的回路流通。在期間，和改變極性，VT1截止，原方向的電流沿回路2經二極管VD2續流，在VD2兩端產生的壓降給VT2施加反壓，使VT2不可能導通。因此，電動機工

18、作在電動狀態時，一般情況下實際上是電力晶體管VT1和續流二極管VD2交替導通，而VT2則始終不導通，其電壓、電流波型如圖3.2（b）所示，與圖2-1沒有VT2的情況完全一樣。    如果電動機在電動運行中要降低轉速，可將控制電壓減小，使的正脈沖變窄，負脈沖變寬，從而使電動機電樞兩端的平均電壓降低。但是由于慣性，電動機的轉速n和反電動勢E來不及立刻變化，因而出現的情況。這時電力晶體管VT2能在電動機制動中起作用。在期間，VT2在正的和反電動勢E的作用下飽和導通，由E產生的反向電流沿回路3通過VT2流通，產生能耗制動，一部分能量消耗在回路電阻上，一部分轉化為

19、磁場能存儲在回路電感中，直到t=T為止。在（也就是）期間，因變負，VT2截止，只能沿回路4經二極管VD1續流，對電源回饋制動，同時在VD1上產生的壓降使VT1承受反壓而不能導通。在整個制動狀態中，VT2和VD1輪流導通，VT1始終截止，此時電動機處于發電狀態，電壓和電流波型圖3-2（c）。反向電流的制動作用使電動機轉速下降，直到新的穩態。這種電路構成的調速系統還存在一種特殊情況，即在電動機的輕載電動狀態中，負載電流很小，在VT1關斷后（即期間）沿回路2徑VD2的續流電流很快衰減到零，如在圖2-2（d）中的期間的時刻。這時VD2兩端的壓降也降為零，而此時由于為正，使VT2得以導通，反電動勢E經V

20、T2沿回路3流過反向電流，產生局部時間的能耗制動作用。到了期間，VT2關斷，又沿回路4經VD1續流，到時衰減到零，VT1在作用下因不存在而反壓而導通，電樞電流再次改變方向為沿回路經VT1流通。在一個開關周期內，VT1、VD1、VT2、VD1四個電力電子開關器件輪流導通，其電流波形示圖3-2（d）。    綜上所述，具有制動作用的不可逆PWM變換器構成的調速系統，電動機電樞回路中的電流始終是連續的；而且，由于電流可以反向，系統可以實現二象限運行，有較好的靜、動態性能。由具有制動作用的不可逆PWM變換器構成的直流調速系統，電動機有兩種過兩種狀態下電流的方向相

21、反，即在制動狀態時為3.2 整流電路 三相橋式不可控整流電路及波形如圖3-3所示。三相橋式不可控整流電路可以看為兩個三相半波不可控整流電路的組合，其中VD1、VD3、VD5為三個共陰極二極管的三相半波整流電路，負載R兩端的電壓，三個共陽極的二極管VD4、VD6、VD2的陰極分別接至交流電源A、B、C。它們的共陽極端N至負載電阻R的負端，R2昀正端接交流電源的中點0點。由于電流總是從高電位流向低電位，負載R2和VD4流至A點，負載電壓UON-UOA-t/A;在cot6cot8期間，UB最低，電流從O點經負載R2和VD6流至B點，    因此，負載上的整流電

22、壓為線電壓，哪兩相的線電壓瞬時值最大時，哪兩相的二極管就導通，整流電流從相電壓瞬時值最高的那一端流出至負載，再回到相電壓瞬時值最低的那一相。在一個交流電源周期2n期間，三相橋式不可控整流電路的輸出電壓波形由六個形狀相同的電壓波段組成，其輸出電壓最大值為線電壓的幅值，輸出的紋波較三相半波不可控整流時要小。其輸出電壓的平均值為三相半波不可控整流電路輸出電壓平均值的兩倍。 圖3.3 三相橋式不可控整流電路及波形3.3 勵磁回路的選擇本設計勵磁電路采用三相橋式晶閘管變流裝置供電，構成勵磁電流閉環控制。圖3.5三相橋式晶閘管變流裝置 三相全控橋整流電路實際上是組成三相半波晶閘管整流電路中的共陰極組和共陽

23、極組串聯電路。三相全控橋式整流電路可實現對共陰極組和共陽極組同時進行控制，控制角都是在一個周期內6個晶閘管都要被觸發一次，觸發順序依次為：。6個觸發脈沖相依次相差為了構成一個完整的電流回路，要求兩個晶閘管同時導通，其中一個在共陽極組，另一個在共陰極組。為此，晶閘管必須嚴格俺編號輪流導通，其中晶閘管與按A相，晶閘管與按B相，晶閘管與按C相，晶閘管接成共陽極組和共陰極組。在電路控制下，只有接在電路共陽極組中點位為最高又同時輸入觸發脈沖的晶閘管，以及接在電路共陰極組中電位最低而同時輸入觸發脈沖的晶閘管，同時導通時，才構成完整的回路。如圖3.5所示。 由于電網電壓與工作電壓（）常常不一致，故在主電路前

24、端需配置一個整流變壓器，以得到與負載匹配的電壓，同時把晶閘管裝置和電網隔離，可以起到降低或減少晶閘管變流裝置對電網和電其他設備的干擾。為了使元件免受在突發情況下超過其所承受的電壓電流的侵害，電路中加入了過電壓，過電流保護裝置。3.4 晶閘管的觸發電路 晶閘管觸發電路的作用是產生符合要求的門極觸發脈沖，保證晶閘管在學要的時刻由阻斷轉為導通。晶閘管觸發電路往往包括觸發時刻進行控制相位控制電路、觸發脈沖的放大和輸出環節。觸發脈沖的放大和輸出環節中，晶閘管觸發電路應滿足下列要求： （1）觸發脈沖的寬度應保證晶閘管可靠導通，三相全控橋式電路應采用寬于60°或采用相隔60°的雙窄脈沖。

25、 （2）觸發脈沖應有足夠的幅度，對戶外寒冷場合，脈沖電流的幅度應增大為器件最大觸發電流35倍，脈沖前沿的陡度也需增加，一般需達12Aus。 （3）所提供的觸發脈沖應不超過晶閘管門極的電壓、電流和功率定額，且在門極的伏安特性的可靠觸發區域之內。 （4）應有良好的抗干擾性能、溫度穩定性及與主電路的電氣隔離。在本設計中最主要的是第1、2條。理想的觸發脈沖電流波形如圖3.6。圖3.6 理想的晶閘管觸發脈沖電流波形-脈沖前沿上升時間（）-強脈沖寬度 -強脈沖幅值（）-脈沖寬度 -脈沖平頂幅值（）常用的晶閘管觸發電路如圖3.7。它由V1、V2構成的脈沖放大環節和脈沖變壓器TM及附屬電路構成的脈沖輸出環節兩

26、部分組成。當V1、V2導通時，通過脈沖變壓器向晶閘管的門極和陰極之間輸出出發脈沖。VD1和R3是為了V1、V2由導通變為直截時脈沖變壓器TM釋放其儲存的能量而設的。為了獲得觸發脈沖波形中的強脈沖部分，還需適當附加其它的電路環節。圖3.7 觸發電路晶閘管觸發電路類型很多，有分立式、集成式和數字式，分立式相控同步模擬電路相對來說電路比較復雜；數字式觸發器可以在單片機上來實現，需要通過編程來實現，本設計不采用。由于集成電路可靠性高，技術性能好，體積小，功耗低，調試方便，所以本設計采用的是集成觸發器，選擇目前國內常用的KJ、KC系例，本設計采用KJ004集成塊和KJ041集成塊。對于三相全控整流或調壓

27、電路，要求順序輸出的觸發脈沖依次間隔60°。本設計采用三相同步絕對式觸發方式。根據單相同步信號的上升沿和下降沿，形成兩個同步點，分別發出兩個相位互差180°的觸發脈沖。然后由分屬三相的此種電路組成脈沖形成單元輸出6路脈沖，再經補脈沖形成及分配單元形成補脈沖并按順序輸出6路脈沖。本設計課題是三相全三相全控橋整流電路中有六個晶閘管，觸發順序依次為：VT1VT2VT3VT4VT5VT6，晶閘管必須嚴格按編號輪流導通，6個觸發脈沖相位依次相差60O，可以選用3個KJ004集成塊和一個KJ041集成塊，即可形成六路雙脈沖，再由六個晶體管進行脈沖放大，就可以構成三相全控橋整流電路的集成

28、觸發電路如圖3.8。圖3.8 三相全控橋整流電路的集成觸發電路 圖3.9 KJ004的電路原理圖3.5 KJ004的工作原理如圖3.9 KJ004的電路原理圖所示，點劃框內為KJ004的集成電路部分，它與分立元件的同步信號為鋸齒波的觸發電路相似。V1V4等組成同步環節，同步電壓uS經限流電阻R20加到V1、V2基極。在uS的正半周，V1導通，電流途徑為(+15VR3VD1V1地)；在uS負半周，V2、V3導通，電流途徑為(+15VR3VD2V3R5R21(15V)。因此，在正、負半周期間。V4基本上處于截止狀態。只有在同步電壓|uS|0.7V時，V1V3截止，V4從電源十15V經R3、R4取得

29、基極電流才能導通。電容C1接在V5的基極和集電極之間，組成電容負反饋的鋸齒波發生器。在V4導通時，C1經V4、VD3迅速放電。當V4截止時，電流經(+15VR6C1R22RP1(15V)對C1充電，形成線性增長的鋸齒波，鋸齒波的斜率取決于流過R22、RP1的充電電流和電容C1的大小。根據V4導通的情況可知，在同步電壓正、負半周均有相同的鋸齒波產生，并且兩者有固定的相位關系。V6及外接元件組成移相環節。鋸齒波電壓uC5、偏移電壓Ub、移相控制電壓UC分別經R24、R23、R26在V6基極上疊加。當ube6>+0.7V時，V6導通。設uC5、Ub為定值，改變UC，則改變了V6導通的時刻，從而

30、調節脈沖的相位。V7等組成了脈沖形成環節。V7經電阻R25獲得基極電流而導通，電容C2由電源+15V經電阻R7、VD5、V7基射結充電。當 V6由截止轉為導通時，C2所充電壓通過 V6成為 V7基極反向偏壓，使V7截止。此后C2經 （+15VR25V6地）放電并反向充電，當其充電電壓uc2+1.4V時，V7又恢復導通。這樣，在V7集電極就得到固定寬度的移相脈沖，其寬度由充電時間常數R25和C2決定。V8、V12為脈沖分選環節。在同步電壓一個周期內，V7集電極輸出兩個相位差為180°的脈沖。脈沖分選通過同步電壓的正負半周進行。如在us正半周V1導通，V8截止，V12導通，V12把來自V

31、7的正脈沖箝位在零電位。同時，V7正脈沖又通過二極管VD7，經V9V11放大后輸出脈沖。在同步電壓負半周，情況剛好相反，V8導通，V12截止，V7正脈沖經 V13V15放大后輸出負相脈沖。說明：1) KJ004中穩壓管VS6VS9可提高V8、V9、V12、V13的門限電壓，從而提高了電路的抗干擾能力。二極管VD1、VD2、VD6VD8為隔離二極管。2) 采用KJ004元件組裝的六脈沖觸發電路，二極管VD1VD12組成六個或門形成六路脈沖，并由三極管V1V6進行脈沖功率放大。3) 由于 V8、V12的脈沖分選作用，使得同步電壓在一周內有兩個相位上相差 的脈沖產生，這樣，要獲得三相全控橋式整流電路

32、脈沖，需要六個與主電路同相的同步電壓。因此主變壓器接成D，yn11及同步變壓器也接成D，yn11情況下，集成觸發電路的同步電壓uSa、uSb、uSc分別與同步變壓器的uSA、uSB、uSC相接 RP1RP3為鋸齒波斜率電位器，RP4RP6為同步相位3.6 脈沖變壓器的設計本方案的雙脈沖電路是采用性能價格比優越的、每個觸發單元的一個周期內輸出兩個相隔60°的脈沖的電路。如圖3.10中兩個晶閘管構成一個“或”門。當V5 、V6都導通時，uc5 約為-15V，使截止，沒有脈沖輸出，但只要中有V5、V6中一個截止就使得變為正電壓，使得V7 、V8導通就有脈沖輸出。所以只要用適當的信號來控制的

33、V5或V6截止（前后間隔60°），就可以產生符合要求的雙脈沖了。其中VD4和R17的作用，主要是防止雙窄脈沖信號相互干擾。此觸發脈沖環節的接線方式為：以VT1器件的觸發單元而言，圖3.10電路中的Y端應該接VT2器件觸發單元的X端，因為VT2器件的第一個脈沖比VT1器件的第一個脈沖滯后60°。所以當VT2觸發單元的V4由截止變導通時，本身輸出一個脈沖，同時使VT1器件觸發單元V6的管截止，給VT1器件補送一個脈沖。同理，VT1器件觸發單元的X端應接VT6器件觸發單元的Y端。依次類推，可以確定六個器件相應觸發單元電路的雙脈沖環節間的相互接線。圖3.10同步型號為鋸齒波的觸發電

34、路圖3.10中脈沖變壓器TP主要用于完成觸發脈沖信號的電流放大，解決觸發電路與晶閘管控制極電路之間的阻抗匹配，并實現弱電回路（觸發回路）和強電回路（晶閘管主電路）之間的電隔離。如圖可以得出TP脈沖變壓器的一次側電壓U1 強觸發電壓50V弱觸發電壓15V。取變壓器的變比K=5，脈沖寬度，脈沖變壓器的磁鐵材料選擇DR320。查閱資料可得鐵心材料的飽和磁密， 飽和磁場強度 ，剩磁磁密 設計計算步驟為：（1）確定變壓器的二次側的強電壓 （5-1） 確定變壓器的二次側的強電壓 （5-2）（2）確定空載勵磁電流 （5-3）式中，為一般取晶閘管最大觸發電流的兩倍。（3）計算脈沖磁導率，選定鐵心材料。 第四章

35、 PWM控制直流調速系統控制電路設計4.1 PWM信號發生器PWM信號發生器以集成可調脈寬調制器SG3525為核心構成，他把產生的電壓信號送給兩個IGBT。通過改變電力晶體管基極控制電壓的占空比，而達到調速的目的。其控制電路如圖4.1所示. 圖4.1 PWM控制電路SG3525芯片的主要特點SG3525 是一種性能優良、功能齊全和通用性強的單片集成PWM控制芯片，它簡單可靠及使用方便靈活，輸出驅動為推拉輸出形式，增加了驅動能力；內部含有欠壓鎖定電路、軟啟動控制電路、PWM鎖存器，有過流保護功能，頻率可調，同時能限制最大占空比。 SG3525為美國Silicon General公司生產的專用PW

36、M控制集成電路，如圖4.2所示。 圖4.2 SG3525芯片的內部結構它采用恒頻脈寬調制控制方案，其內部包含有精密基準源、鋸齒波振蕩器、誤差放大器、比較器、分頻器和保護電路等。調節Ur的大小，在A、B兩端可輸出兩個幅度相等、頻率相等、相位相互錯開180度、占空比可調的矩形波（即PWM信號）。它適用于各開關電源、斬波器的控制。 輸出級采用推挽輸出，雙通道輸出，占空比0-50%可調.每一通道的驅動電流最大值可達200mA,灌拉電流峰值可達500mA。可直接驅動功率MOS管，工作頻率高達400KHz，具有欠壓鎖定、過壓保護和軟啟動振蕩器外部同步、死區時間可調、PWM瑣存、禁止多脈沖、逐個脈沖關斷等功

37、能。該電路由基準電壓源、震蕩器、誤差放大器、PWM比較器與鎖存器、分相器、欠壓鎖定輸出驅動級，軟啟動及關斷電路等組成，可正常工作的溫度范圍是0-700C。基準電壓為5.1 V士1%，工作電壓范圍很寬，為8V到35V.4.2 SG3525引腳各端子功能 SG3525采用16端雙列直插DIP封裝，各端子功能介紹如下:1腳:INV. INPUT(反相輸入端):誤差放大器的反相輸入端，該誤差放大器的增益標稱值為80db，其大小由反饋或輸出負載來決定，輸出負載可以是純電阻，也可以是電阻性元件和電容元件的組合。該誤差放大器共模輸入電壓范圍是1. 5V-5. 2V。此端通常接到與電源輸出電壓相連接的電阻分壓

38、器上。負反饋控制時，將電源輸出電壓分壓后與基準電壓相比較。2腳:NI. INPUT (同相輸入端):此端通常接到基準電壓16腳的分壓電阻上，取得2. 5V的基準比較電壓與INV. INPUT端的取樣電壓相比較。3腳:SYNC(同步端):為外同步用。需要多個芯片同步工作時，每個芯片有各自的震蕩頻率，可以分別他們的4腳和3腳相連，這時所有芯片的工作頻率以最快的芯片工作頻率同步。也可以使單個芯片以外部時鐘頻率工作。4腳:OSC. OUTPUT(同步輸出端):同步脈沖輸出。作為多個芯片同步工作時使用。但幾個芯片的工作頻率不能相差太大，同步脈沖頻率應比震蕩頻率低一些。如不需多個芯片同步工作時，3腳和4腳

39、懸空。4腳輸出頻率為輸出脈沖頻率的2倍。輸出鋸齒波電壓范圍為0. 6V到3. 5V.5腳:Cr(震蕩電容端):震蕩電容一端接至5腳，另一端直接接至地端。其取值范圍為0.001,u F到0. 1 u F。正常工作時，在Cr兩端可以得到一個從0.6V到3. 5V變化的鋸齒波。6腳:Rr(震蕩電阻端):震蕩電阻一端接至6腳，另一端直接接至地端。Rr的阻值決定了內部恒流值對Cr充電。其取值范圍為2K歐到150K歐 Rr和Cr越大充電時間越長，反之則充電時間短。7腳:DISCHATGE RD(放電端):Cr的放電由5. 7兩端的死區電阻決定。把充電和放電回路分開，有利與通過死區電阻來調節死區時間，使死區

40、時間調節范圍更寬。其取值范圍為0歐到500歐。放電電阻RD和CT越大放電時間越長，反之則放電時間短。8腳:SOFTSTATR(軟啟動):比較器的反相端即軟啟動器控制端8,端8可外接軟啟動電容，該電容由內部Vf的50uA恒流源充電。9腳:COMPENSATION(補償端):在誤差放大器輸出端9腳與誤差放大器反相輸入端1腳間接電阻與電容，構成PI調節器，補償系統的幅頻、相頻響應特性。補償端工作電壓范圍為1. 5V到5. 2V.10腳:SHUTDOWN(關斷端):10端為PWM鎖存器的一個輸入端，一般在10端接入過流檢測信號。過流檢測信號維持時間長時，軟起動端8接的電容C:將被放電。電路正常工作時，

41、該端呈高電平，其電位高于鋸齒波的峰值電位(3. 30。在電路異常時，只要腳10電壓大于0. 7V，三極管導通，反相端的電壓將低于鋸齒波的谷底電壓(0.9V)，使得輸出PWM信號關閉，起到保護作用.11腳:OUTPUT A,14腳: OUTPUT B(脈沖輸出端):輸出末級采用推挽輸出電路，驅動場效應功率管時關斷速度更快.11腳和14腳相位相差1800，拉電流和灌電流峰值達200mA。由于存在開閉滯后，使輸出和吸收之間出現重迭導通。在重迭處有一個電流尖脈沖，起持續時間約為l00ns。可以在V<處接一個約0. luf的電容濾去電壓尖峰。12腳:GROUND(接地端):該芯片上的所有電壓都是相

42、對于GROUND而言，即是功率地也是信號地。在實驗電路中，由于接入誤差放大器反向輸入端的反饋電壓也是相對與12腳而言，所以主回路和控制回路的接地端應相連。13腳:VC(推挽輸出電路電壓輸入端):作為推挽輸出級的電壓源，提高輸出級輸出功率。可以和15腳共用一個電源，也可用更高電壓的電源。電壓范圍是1. 8V-3. 4V.15腳:+VIN(芯片電源端):直流電源從15腳引入分為兩路:一路作為內部邏輯和模擬電路的工作電壓;另一路送到基準電壓穩壓器的輸入端，產生5.1士1%V的內部基準電壓。如果該腳電壓低于門限電壓(Turn-off: 8V)，該芯片內部電路鎖定，停止工作基準源及必要電路除外)使之消耗

43、的電流降至很小(約2mA).另外，該腳電壓最大不能超過35V.使用中應該用電容直接旁路到GROUND端。16腳:VREF(基準電壓端):基準電壓端16腳的電壓由內部控制在5. 1 V土1%。可以分壓后作為誤差放大器的參考電壓。4.1.3 SG3525的工作原理 SG3525內置了5.1V精密基準電源，微調至 1.0%，在誤差放大器共模輸入電壓范圍內，無須外接分壓電阻。SG3525還增加了同步功能，可以工作在主從模式，也可以與外部系統時鐘信號同步，為設計提供了極大的靈活性。在CT引腳和Discharge引腳之間加入一個電阻就可以實現對死區時間的調節功能。由于SG3525內部集成了軟啟動電路，因此

44、只需要一個外接定時電容。 SG3525的軟啟動接入端（引腳8）上通常接一個5 的軟啟動電容。上電過程中，由于電容兩端的電壓不能突變，因此與軟啟動電容接入端相連的PWM比較器反向輸入端處于低電平，PWM比較器輸出高電平。此時，PWM瑣存器的輸出也為高電平，該高電平通過兩個或非門加到輸出晶體管上，使之無法導通。只有軟啟動電容充電至其上的電壓使引腳8處于高電平時，SG3525才開始工作。由于實際中，基準電壓通常是接在誤差放大器的同相輸入端上，而輸出電壓的采樣電壓則加在誤差放大器的反相輸入端上。當輸出電壓因輸入電壓的升高或負載的變化而升高時，誤差放大器的輸出將減小，這將導致PWM比較器輸出為正的時間變

45、長，PWM瑣存器輸出高電平的時間也變長，因此輸出晶體管的導通時間將最終變短，從而使輸出電壓回落到額定值，實現了穩態。反之亦然。 外接關斷信號對輸出級和軟啟動電路都起作用。當Shutdown（引腳10）上的信號為高電平時，PWM瑣存器將立即動作，禁止SG3525的輸出，同時，軟啟動電容將開始放電。如果該高電平持續，軟啟動電容將充分放電，直到關斷信號結束，才重新進入軟啟動過程。注意，Shutdown引腳不能懸空，應通過接地電阻可靠接地，以防止外部干擾信號耦合而影響SG3525的正常工作。 欠電壓鎖定功能同樣作用于輸出級和軟啟動電路。如果輸入電壓過低，在SG3525的輸出被關斷同時，軟啟動電容將開始

46、放電。 此外，SG3525還具有以下功能，即無論因為什么原因造成PWM脈沖中止，輸出都將被中止，直到下一個時鐘信號到來，PWM瑣存器才被復位。 圖4.3 SG3525引腳功能第五章 主電路元部件及參數計算5.1 整流變壓器容量計算 變壓器二次側電壓的計算 在一般情況下，晶閘管裝置所要求的交流供電電壓與電網電壓往往不一致。此外，為了盡量減小電網與晶閘管裝置的相互干擾。要求它們相互隔離，故通常要配用整流變壓器。這里選項用的變壓器的一次側繞組采用聯接。 為整流變壓器的總容量，為變壓器一次側的容量，為一次側電壓, 為一次側電流, 為變壓器二次側的容量，為二次側電壓，為二次側的電流，為相數，以下就是各量

47、的推導和計算過程。 考慮占空比為，則 取 考慮10%的裕量 一、二次電流計算 變比 考慮空載電流，取 變壓器容量計算 設計時留取一定的裕量，可以取容量為整流變壓器。5.2 IGBT管的參數 IGBT（Insulated Gate Bipolor Transistor）叫做絕緣柵極雙極晶體管。這種器件具有MOS門極的高速開關性能和雙極動作的高耐壓、大電流容量的兩種特點。其開關速度可達1mS，額定電流密度100A/cm2，電壓驅動，自身損耗小。其符號和波形圖如圖5.1所示。 圖5.1 IGBT 信號及波形圖 設 考慮占空比為，則 因為，取倍裕量，選耐壓為 大致為4倍關系，故應選用大于4倍額定負載電

48、流的IGBT為宜，因此選用以上,額定電壓1600V左右的IGBT。設計中選的IGBT管的型號是GT40T101,它的參數如下：管子類型：NMOS場效應管極限電壓Vm：1500V極限電流Im：80A額定電壓U：220V 續流二極管的選擇 根據 得知 續流二極管應選、額定電壓為的二極管5.3 三相全控橋整流二極管選擇 二極管承受反向最大電壓 考慮3倍裕量，則取 該電路整流輸出接有大電容，而且負載也不是純電感負載，但為了簡化計算，仍可按電感計算，只是電流裕量要可適當取大些即可。 5.4 濾波電容C1的選擇 C1一般根據放電的時間常數計算，負載越大，要求紋波系數越小，一般不做嚴格計算，多取2000 u

49、F以上。因該系統負載不大，故 取 ，耐壓 取 即選用電容器。第六章 主電路保護電路設計6.1 IGBT的保護設計 在斬波電路中對斬波器的保護，實際上就是對IGBT的保護。所以重要的是怎么設計好對開關管IGBT的保護方案。在設計對IGBT的保護系統中，主要是針對過電流保護和開關過程中的過電壓保護。 (1) IGBT的過電流保護：IGBT的過流保護電路可分為2類：一類是低倍數的（1.21.5倍）的過載保護；一類是高倍數（可達810倍）的短路保護。對于過載保護不必快速響應，可采用集中式保護，即檢測輸入端或直流環節的總電流，當此電流超過設定值后比較器翻轉，封鎖所有IGBT驅動器的輸入脈沖，使輸出電流降

50、為零。這種過載電流保護，一旦動作后，要通過復位才能恢復正常工作。 IGBT能承受很短時間的短路電流，能承受短路電流的時間與該IGBT的導通飽和壓降有關，隨著飽和導通壓降的增加而延長。如飽和壓降小于2V的IGBT允許承受的短路時間小于5s，而飽和壓降3V的IGBT允許承受的短路時間可達15s，45V時可達30s以上。存在以上關系是由于隨著飽和導通壓降的降低，IGBT的阻抗也降低，短路電流同時增大，短路時的功耗隨著電流的平方加大，造成承受短路的時間迅速減小。 通常采取的保護措施有軟關斷和降柵壓2種。軟關斷指在過流和短路時，直接關斷IGBT。但是，軟關斷抗騷擾能力差，一旦檢測到過流信號就關斷，很容易

51、發生誤動作。為增加保護電路的抗騷擾能力，可在故障信號與啟動保護電路之間加一延時，不過故障電流會在這個延時內急劇上升，大大增加了功率損耗，同時還會導致器件的di/dt增大。所以往往是保護電路啟動了，器件仍然壞了。 降柵壓旨在檢測到器件過流時，馬上降低柵壓，但器件仍維持導通。降柵壓后設有固定延時，故障電流在這一延時期內被限制在一較小值，則降低了故障時器件的功耗，延長了器件抗短路的時間，而且能夠降低器件關斷時的di/dt，對器件保護十分有利。若延時后故障信號依然存在，則關斷器件，若故障信號消失，驅動電路可自動恢復正常的工作狀態，因而大大增強了抗騷擾能力。 IGBT開關過程中的過電壓保護 關斷IGBT

52、時，它的集電極電流的下降率較高，尤其是在短路故障的情況下，如不采取軟關斷措施，它的臨界電流下降率將達到數kA/s。極高的電流下降率將會在主電路的分布電感上感應出較高的過電壓，導致IGBT關斷時將會使其電流電壓的運行軌跡超出它的安全工作區而損壞。所以從關斷的角度考慮，希望主電路的電感和電流下降率越小越好。但對于IGBT的開通來說，集電極電路的電感有利于抑制續流二極管的反向恢復電流和電容器充放電造成的峰值電流，能減小開通損耗，承受較高的開通電流上升率。一般情況下IGBT開關電路的集電極不需要串聯電感，其開通損耗可以通過改善柵極驅動條件來加以控制。6.2 主電路過電流保護電路過電流保護采用的是在主電路中串聯一個1的電阻，在其兩端并聯電磁繼電器的線圈。 過流保護信號取自電阻兩端的電壓， 當主電路的電流高于一定數值時，電磁繼電器的開關閉合，接通低電平，該過電流信號還送到SG3525的腳10。在SG3525內部由于T3基極與A端線相連，A端線由低電壓上升為邏輯高電平，經過SG3525A的13腳輸出為高電平，功率驅動電路輸出至功率場效應管的控制脈沖消失。在電路中，過流保護環節還輸出一個信號到與門的輸入端，當出現過流信號時，檢測環節輸出一低電平信號到與門的輸入端，使脈沖消失，與SG3525的