1、光通信原理與技術 光檢測器與光接收機 數字光接收機的組成數字光接收機的組成 激光器 驅動電路 Fiber 時鐘提取 / 判決再生 前置放大器 主放大器. 均衡器 PD LD 數據輸入 數據輸出 光接收機也可以分為三部分： 光檢測器和前置放大器合起來稱為接收機 前端，是光接收機的核心； 主放大器、均衡濾波器和自動增益控制組 成光接收機的線性通道； 判決器、譯碼器和時鐘恢復組成光接收機 的判決、再生部分 光檢測器 光纖通信中對光檢測器最重要的幾點要求： 在所用光源的波長范圍內有較高的響應度； 較小的噪聲； 響應速度快； 對溫度變化不敏感； 與光纖尺寸匹配； 工作壽命長 光檢測器的機理 受激吸收 半

2、導體材料 PIN光電二極管 雪崩光電二極管APD 光電二極管PD 光電晶體管 光敏電阻 光電倍增益管 PN結的光電效結的光電效 應應 原理原理: 光電效應光電效應 - 受激吸收過程受激吸收過程 入射光子的能量入射光子的能量 大于禁帶寬度大于禁帶寬度, h Eg ，光子被吸光子被吸 收收, 產生電子空穴產生電子空穴 對對. 電子空穴對在電電子空穴對在電 場的作用下定向運場的作用下定向運 動動,形成光電流形成光電流 光電效應的改善 主要光電效應工作區-耗盡層 結構上加寬耗盡層 在PN結中夾進一個輕摻雜的N區-I區 形成PIN結 PIN光電二極管 PIN光電二極管的結構 在P型材料和N型材料之間加輕

3、摻雜的N型材料，稱為本征 （Intrinsic）層 輕摻雜，電子濃度很低，經擴散作用后可形成一個很寬的 耗盡層。 為降低PN結兩端的接觸電阻兩端的材料做成重摻雜的P+ 層和N+層 這種結構的光電二極管稱為PIN光電二極管 PIN光電二極管的的特點 本征材料：Si或GaAs摻雜后形成P型 材料和N型材料 PIN的耗盡層遍及整個I區 產生光電流效率高 光電二極管的主要特性 1、波長響應范圍 上限由截止波長決定 下限由材料吸收決定 截止波長 若光子能量為h ，禁帶寬度為Eg 產生光生載流子必須滿足h Eg 臨界時 c= Eg /h 將 c換為波長c，則 只有當入射光的波長c 的光，才能使這種材料產生

4、光生 載流子，發生光電效應，這個臨界值c就叫做截止波長， c為截止頻率。 截止波長 c是真空中的光速，h是普朗克常量 Si材料：c =1.06 m Ge 或InGaAs材料：c =1.61.7 m gg 1.24 c hc EE 波長響應下限 設x = 0時，光功率為p(0)，材料吸收系數為 經過x距離后吸收的光功率可以表示為 半導體對光的吸收作用隨光波長減小而迅速增加 ( ) 0e x p xp1 當工作波長比材料帶 隙波長長時，吸收系 數急劇減小 當工作波長比截止波 長長時，材料是透明 的，光透射過去不能 進行光電轉換。 Si材料：0.51.0 m Ge 或InGaAs材 料：1.11.6

5、 m 2、光電轉換效率 l響應度（）：光生電流與入射光功率之比。 單位光功率產生的光生電流 越大說明產生光電流效率越高 l量子效率（）：單位時間內產生的光生電子空穴對數與單位時間 入射的總光子數之比。 表示每個光子平均產生的電子空穴對 越大反映產生光電流效率越高 ( A / W ) h e 3、響應時間 響應時間為光電二極管對矩形光脈沖響應時間為光電二極管對矩形光脈沖 的上升或下降時間。的上升或下降時間。 影響響應時間的主要因素有：影響響應時間的主要因素有： 光電二極管結電容及其負載電阻的光電二極管結電容及其負載電阻的RC時間常數時間常數 載流子在耗盡區里的渡越時間載流子在耗盡區里的渡越時間

6、耗盡區外產生的載流子由于擴散而產生的時間延耗盡區外產生的載流子由于擴散而產生的時間延 遲遲 PIN內部的響應時間主要由載流子在耗盡層中內部的響應時間主要由載流子在耗盡層中 的度過時間決定：的度過時間決定：tr=W/V W耗盡層寬度耗盡層寬度 V載流子在電場中的漂移速度載流子在電場中的漂移速度 4、暗電流暗電流 在理想條件下，當沒有光時，光檢測器應無光電 流輸出 實際上，由于熱、宇宙射線或放射性物質的激勵， 在無光照情況下，光檢測器仍有光電流輸出 無光照時光電二極管的反向漏電流，稱為暗電流。 暗電流的無規則隨機漲落產生噪聲。因此，總希 望器件的暗電流越小越好 5、線性飽和度 光檢測電路有一定的光

7、功率檢測范圍，入射光功 率太強時，會產生非線性失真 6、反向擊穿電壓 Si-PIN典型反向擊穿電壓為100v 工作偏壓為10-30v PIN光電二極管的一般性能 雪崩光電二極管雪崩光電二極管APD 工作原理工作原理 光電效應+雪崩倍增效應 雪崩倍增效應雪崩倍增效應 在二極管的PN結上加高反向電壓（一般為幾十伏或幾百 伏） 在結區形成一個強電場 高場區內光生載流子被強電場加速，獲得高的動能 與晶格的原子發生碰撞，使價帶的電子得到能量越過禁帶 到導帶，產生了新的電子-空穴對 新產生的電子-空穴對在強電場中又被加速，再次碰撞， 又激發出新的電子-空穴對- 除此循環下去，像雪崩一樣的發展，稱為雪崩倍增

8、效應。 從而使光電流在APD管內獲得倍增。 APD的結構和工作原理工作原理 RAPD 從圖中可以看出，它的耗盡層從結區一直垃通到I層與 P+層相接的范圍內。在整個范圍內電場增加較小。這 樣，這種RAPD器件就將電場分為兩部分，一部分是 使光生載流子逐漸加速的較低的電場，另一部分是產 生雪崩倍增效應的高電場區，這種電場分布有利于降 低工作電壓。 APD具有雪崩倍增效應這個有利方面。但是雪崩倍增 效應的隨機性將引入噪聲 APD隨使用的材料不同有Si-APD（短波長用）和Ge- APD，InGaAs-APD（長波長用）等 雪崩倍增因子 在忽略暗電流影響條件下 一般APD的倍增因子G在40100之間

9、PIN光電管無雪崩倍增作用故G=1 p M I I G 平均值無雪崩倍增時光電流的 平均值有雪崩倍增時光電流的 4、倍增噪聲和過剩噪聲系數 APD的噪聲來源 光電倍增噪音 暗電流噪音 倍增噪音原因：雪崩過程中，電子-空穴對 的碰撞是隨機的-附加噪聲 APD的倍增是具有隨機性的，這種隨機性的電流起伏將帶 來附加噪聲，一般稱為倍增噪聲。倍增噪聲可以用過剩噪 聲系數F（G）來描述 g：每個初始電子-空穴對因雪崩倍增效應產生二次電子-空 穴對的隨機數 ：g的平均值，因此=G ：每個初始電子產生的二次電子數平方再取平均值 2：每個初始電子產生的二次電子數平均值再平方 22 22 gg F G G g 假

10、設在理想狀態下每次倍增都相同，則F（G）=1。因此， F（G）表示APD實際噪聲超過理想倍增噪聲的倍數。 在工程上，為簡化計算，常用過剩噪聲指數x來表示過剩噪 聲系數，即 Si-APD：x=0.5 Ge-APD：x=0.61.0 選擇APD時，應選擇x值小的管子 x F GG 5、溫度特性 隨著溫度的上升，降低；溫度每升高8 度，暗電流增加一倍 溫度補償 雪崩光電二極管APD的一般性能 光接收機 功能：經過光纖傳輸后接收到的微弱光信號還原 為原來的電信號 要求：以最小的附加噪聲及失真，恢復出由光纖 傳輸、光載波所攜帶的信息 影響：中繼距離 誤碼率（或信噪比） 靈敏度 動態范圍等 分類：對應光發

11、送機 模擬接收機 數字接收機 數字光接收機 基本原理：接受經過光纖傳輸后接收到的帶有各 種噪聲的微弱光信號，并作出正確判決（“0”， “1”） 誤碼： “0”“1” “1”“0” 誤碼率：光接收機輸出碼元出現誤碼的概率 誤碼率=P(1/0)+ P(0/1) P(1/0)：將“0”碼誤判為“1”碼的概率 P(0/1) ：將“1”碼誤判為“0”碼的概率 產生誤碼率的因素 一類是信號碼流中碼元的波形經過光纖傳 輸后的失真，其影響可以通過對失真后的 波形進行整形來減小或消除 一類是光纖傳輸信道中引入的各種噪聲， 其影響是任何波形變換都無能為力的。 靈敏度：保證一定誤碼率（一般是10-9）條 件下所需的

12、最小接收光功率。 光接收機的基本結構 光檢測器（PIN、APD） 作用：光電轉換 信號數量級噪聲數量級 入射到光檢測器光敏面的光信號（納瓦數量 級） 光電轉換過程中引入的噪聲（主要是系統噪 聲） 前置放大 作用：信號的預放大 要求：低噪聲 光檢測器和前置放大器合起來組成接收機 前端，產生主噪聲源 主放大器 作用：前段輸出的毫伏級信號峰-峰值電壓13V 自動增益控制 PIN：AGC電路控制主放大器的放大倍數 APD： AGC電路控制主放大器的放大倍數 和APD的偏置電壓。 使AGC的動態范圍增加10dB 作用：當信號強時，則通過反饋環路使上述增益降低 當信號弱時，則通過反饋環路使上述增益提高 從

13、而使送到判決器的信號穩定，增加光接收機的動 態 范圍，使接收機能接受強弱不同的信號 主放后波形存在的問題 數字信號是矩形脈沖，頻譜豐富，而光 纖、光檢測器、放大器帶寬有限，因此， 數字信號在傳輸過程中只有有限的頻率分 量可以通過，接收機主放大器輸出的脈沖 形狀將不是矩形，會出現很長的拖尾，使 前后碼元波形重疊，造成碼間干擾，使判 決電路誤判，造成誤碼。 解決方式：均衡器 均衡器 作用：進行波型變換，從而避免產生的碼 間干擾，減少或消除碼元波形重疊現象 原理：本碼元本身的判決時刻具有最大值， 其他碼元的判決時刻應為零 滿足條件的輸出波形升余弦波、高斯 波 理想的均衡波形無法實現，采用逼近的方式實

14、現， 逼近的程度用碼間干擾來度量 觀測：眼圖 判決器和時鐘恢復電路 脈沖再生電路的作用是將均衡器輸出的信 號，如升余弦頻譜脈沖，恢復為“0”或“1” 的數字信號。 判決再生 作用：將均衡后的信號還原為相應的數字 信號 方法：將信號與門限電壓作比較，高于門 限為“1”碼，低于門限為“0”碼 判決器一般由觸發電路構成 判決的時刻取決于時鐘提取電路 判決的時刻和門限的選擇都會影響判決結 果 時鐘恢復電路 時鐘頻率提 取 RC電路微分， 通過一個非 門產生歸零 碼 諧振回路沒 選出時鐘頻 率 T6 . 04 . 0 NRZ（不歸零碼）數據時鐘提取 窄帶濾波法 鎖相環法 窄帶濾波法 LC濾波 衰減震蕩波

15、 低速使用 窄帶濾波法 聲表面波濾波器SAW SAW的兩條指距離L=時產生諧振 SAW具有良好的抗連“0”連“1”性能，抑 制抖動積累，可靠 應用聲表面波時鐘提取 關鍵器件窄帶濾波聲表面波（SAW）濾波器必須具有高品 質因數以減小時鐘信號的相位抖動，目前工作頻率的指標 大約是在3GHz以下。 這種方法的優點是性能穩定并且沒有非線性效應的不良影 響 缺點是必須用人工進行時鐘脈沖位置的細調，也不便于集 成 應用鎖相環法 這種方法便于集成，并可以對輸入數據 速率和環境因素等的變化對對輸出的影響 進行持續的補償 時間抖動 實際的光接收機，其信號脈沖都不可能是 理想的矩形脈沖，因此，判決點必須與峰 值出

16、現的時刻對應才可能獲得最大的SNR。 判決點取樣時刻是由時鐘電路決定的，但 該電路輸出的漂移和噪聲會使取樣時刻在 比特時間的某個平均位置附近漂移，這種 現象稱為時間抖動 解碼、解擾電路 光發射機輸出的信號是經過擾碼、編碼處理的， 這種信號經過光纖傳到接收機后還需要將上述其 進行一系列的“復原”工作，這些，將由解碼、 擾碼電路來完成 首先，通過解碼電路，將mBnB或mB1H等碼型恢 復為編碼之前的碼型；然后，再經解擾電路將發 送端“擾亂”的碼恢復為被擾之前的狀況，最后， 再由編碼器將解擾后的碼編為適于在PCM系統中 傳輸的HDB3或CMI碼 輔助電路 （1）鉗位電路 為了使輸入判決器的信號穩定，

17、在判決器前面還加有 鉗位電路，它將已均衡波的幅度底部鉗制在一個固定的電 位上 （2）溫度補償電路 由于光接收機環境溫度變化時，雪崩管的增益將發生 變化，由此，使接收機的靈敏度變化。為了盡可能減少這 種變化，就需給雪崩管的偏壓加溫度補償電路，使雪崩管 偏壓隨溫度產生相應的變化 （3）告警電路 當輸入光接收機的光信號太弱或無光信號時，有告警 電路輸出告警信號 光接收機的性能指標 衡量光接收機性能的主要指標是： 接收靈敏度 動態范圍 次要指標有： 工作在各種數據格式的能力 快速的響應時間 工作在各種碼速下的能力 低功耗及低價格等 這些要求有些是相互矛盾的，在設計時需折中處 理 接收靈敏度 接收靈敏度

18、是指達到指定誤碼率（對數字 系統）或信噪比（對模擬系統）時的最小 接收信號光功率。 通常用dBm表示，即以1mW為基準，用分 貝（dB）表示的相對光功率大小。接收光 功率為P（mW），則用dBm表示為 P（dBm）=10lgP（mW）/1mw 因此，P= 1mw時為0dBm 影響接收靈敏度的主要因素 影響接收靈敏度的主要因素是光信號檢測 過程及前置放大器中的各種噪聲 在實際光纖傳輸系統中，光接收機很少工 作在極限靈敏度下，這是由于在系統設計 中考慮到元件老化、溫度變化及制造公差 等引起的退化，必須留出一定的富余量（3- 6dB），而且對接收靈敏度的要求也與系統 應用有關 動態范圍 在實際的系統

19、中，由于中繼距離、光纖損耗、連 接器及熔接頭損耗的不同，發送功率隨溫度的變 化及老化等原因，故使接收光功率有一定的范圍。 現定義最大允許的接收光功率與最小可接受光功 率之差為光接收機的動態范圍 最大光功率決定于非線性失真及前置放大器的飽 和電平 最小功率則決定于接收靈敏度 噪聲、靈敏度與動態范圍關系 動態范圍的作用 寬的動態范圍對系統結構來說更方便靈 活，使同一個接收機可用于不同長度的中 繼距離，在陸地的通信系統中，中繼距離 可能長短不一，有中繼站決定，因此寬動 態范圍的要求非常重要，在本地網應用中， 各發送機到接收機的距離可能各不相同， 且可能經過不同數量的耦合器、分路器后 到達接收機，因此

20、也對接收機動態范圍提 出了很高的要求 光接收機的動態范圍 光接收機的動態范圍D，是在保證系統 的誤碼率指標要求下，接收機的最低輸入 光功率（用dBm來描述）和最大允許輸入 光功率用（dBm來描述）之差（dB） D=10lg（Pmax/10-3）- 10lg（Pmin/10-3） = 10lg（Pmax/Pmin） 其中10lg（Pmin/10-3 ）就是接收機靈敏度 當環境溫度變化時，光纖的損耗將發生變化，隨 著時間的增長，光源輸出功率亦將變化，也可能 因一個按標準化設計的光接收機工作在不同的系 統中，從而引起接收光功率不同 因此要求接收機有一個動態范圍。低于這個動態 范圍的下限（即靈敏度），

21、如前所述將產生過大 的誤碼，高于這個動態范圍的上限，在判決時亦 將造成過大的誤碼。顯然，一臺質量好的接收機 應有較寬的動態范圍 光通信系統噪聲分析 噪聲：與信息無關的隨機變化量 數字系統噪聲的危害：誤碼率增大 靈敏度降低 光通信系統的主要噪聲： 光檢測器引入噪聲 光接收機電路噪聲 光源模式分配噪聲 光檢測器引入噪聲： 光散彈噪聲（量子噪聲） 暗電流噪聲 直流光或背景光噪聲 倍增噪聲 光接收機電路噪聲： 熱噪聲 光通信系統噪聲分析 使用隨機過程中方差的概念 推導光檢測器量子噪聲在接收機判斷點產 生的平均噪聲功率 隨機過程的方差 描述了隨機過程各時刻的取值，偏離隨機 過程均值的程度 光接收機輸出電

22、壓的方差就是：光接收機 輸出噪聲的平均功率 噪聲的特性 一種隨機性的起伏量 無規則的電磁場形式 電信號中一種不需要的成分，干擾實際系統 中信號的傳輸和處理，影響和限制了系統的性能 噪聲的數學表示 噪聲電壓Vn(t)的振幅、相位等均隨時間作 無規則的變化，其瞬時值的平均為零，即 =0 噪聲的均方值0。反映單位電阻上 所耗損的平均功率，可用功率電表測量。 用來表示噪聲的大小 噪聲電壓的有效值為均方根值1/2 電阻及內部自由電子或電荷載流子的不規則熱 騷動引起的噪聲均方電壓和均方電流為： R=2kBTRB (V2) R=2kBTB/R (A2) kB=1.3810-23J/K 為玻爾茲曼常數 T為絕

23、對溫度（K） B為頻域內的系統工作帶寬 l個互不相關噪聲源的總噪聲是各個噪聲源 的均方和 =l 單位帶寬的均方噪聲作為均方噪聲譜密度 來表示 ddf =2kBTR 1、散彈噪聲（量子噪聲） 電流是由帶電粒子（如電子）的運動形成的， 而帶電粒子的產生和運動是隨機的，這樣電流就 會有隨機波動，從而給信號疊加上了起伏噪聲 因帶電粒子產生和運動的隨機性而引起的噪聲就 叫散彈噪聲 特征：具有均勻頻譜的白噪聲 譜密度與平均電流強度I成正比 與光功率的恒定性無關 本征噪聲。接收機極限靈敏度的限制 產生：散彈噪聲來自單位時間內到達光檢 測器上信號光子數的隨機性，與信號電平 有關。 在APD中，倍增過程的統計特

24、征產生附加 的散彈噪聲與倍增增益成正比 散彈噪聲的統計特性 散彈噪聲的統計特性為泊松分布，實際上 常用高斯分布近似，其雙邊譜密度與頻率 無關，近似為白噪聲： ns=eIp (A2/Hz) Ip-光電流 e-電子電量 散彈噪聲電流均方值 Ns=2eIpB=2ePpB (A2) B為系統噪聲等效帶寬 為光檢測器的響應度 Pp為光功率 2、倍增噪聲 （APD）除了光量子過程的隨機性外，同時由于 二次電子的碰撞和雪崩過程產生倍增噪聲。倍增 噪聲的雙邊功率譜密度為： ng=eIp 倍增噪聲的大小與倍增因子有關 = 2+x x為過剩噪聲指數，一般x=0.6-1.0 倍增噪聲電流均方值為 Ng=2eIp 2

25、+x B=2ePp 2+x B APD的噪聲比PIN的噪聲大2+x 倍 3、暗電流噪聲 暗電流噪聲均方值為 Nd=2eId 2+x B 因絕緣不良引起的漏電并不產生噪聲 4、直流光或背景光噪聲 光源調制不完善或光屏蔽不良引起的直流 光或背景光Pdc也會引起噪聲，噪聲電流均 方值為 Ndc=2ePdc 2+x B 5、熱噪聲 一定溫度下與載流子熱運動有關的噪聲稱為熱噪 聲，其功率譜密度一直到頻率為1THz時都與頻率 無關，近似為白噪聲 電阻R的熱噪聲功率譜密度為 kB是玻爾茲曼常數 為絕對溫度 RkS BR /2 數字光接收機中的輸出等效噪聲 具體的數字接收機各不相同，但為了簡化 分析推導的過程

26、，一般用數字接收機電路 模型來等效。 所有的噪聲都用上述等效噪聲源考慮，其它元件和電路都 認為是理想的、無噪聲的 輸入信號為二進制光脈沖序列： Ek取值：Em，0 T=1/fb為碼元周期 fb為碼速率 hp(t)為輸入光脈沖的波形的時間函數，且滿足歸一化 條件： 因此Em即是“1”碼光脈沖的能量 k pk kTthEtP)()( 1)( 1 dtthT p P(t)產生的光電流是： =P(t) 設光接收機電路的沖擊響應是hR(t) 則其輸出端電壓是： )()( )()( )()()( 0 thkTthg thtPg thtitU Rp R Rs 光接收機的基本噪聲 光檢測器的噪聲 放大器的熱噪

27、聲 它們互不相關，統計上獨立 總噪聲功率NT=Ns+NA 光檢測器的噪聲功率 Ns=-2 P(t)代入 對上式作傅里葉變換，得到功率譜密度： 2 2 )()(dttthtPeg R 2 2 )()(dtkTthEttheg pkR )()exp()( 2 R k pks HkTjHEegn )()()2()( 1 RR RHHH )( )( )( )( 2 1 00 pp H H H H H0(w)：歸一化輸出電壓脈沖波形函數的傅里葉變換 Hp(w)：歸一化的輸入光脈沖波形函數的傅里葉變換 噪聲平均功率是： 對上式進行標準化、歸一化，即作變量替換 =2fb Hp()=Hp(2fb) H0()=

28、H0(2fb) dnN ss )()2( 1 d H H H H HkTjEeg pp p k k )( )( )( )( )()2exp( 0 0 2 噪聲平均功率 由于歸一化的周期性的沖擊函數滿足 得 d H H H H HkTjEegN pp p k ks )( )( )( )( )()2exp( 0 0 2 k kkj)() 2exp( d H H H H HkEegN pp p k ks )( )( )( )( )()( 0 0 2 數字光接收機的靈敏度 經均衡后的信號判決產生的誤碼，主要原 因是判決時刻的噪聲。實際的光接收機各 種噪聲經過均衡后的分布十分復雜的。 1973年S.D.Personick提出可以將這種復雜 的統計分布以高斯分布近似，這樣使理論 分析大大簡化，其結果也和實際情