0引言單端反激式開關電源具有結構簡單、輸入輸出電氣隔離、電壓升降范圍寬、易于多路輸 出、可靠性高、造價低等優點,廣泛應用于小功率場合。然而,由于漏感影響,反激變換器功率開關管關斷時將引起電壓尖峰,必須用鉗位電路加以抑制。由于 RCD鉗位電路比有源鉗位電路更簡潔且易實現,因而在小功率變換場合RCD鉗位更有實用價值。1漏感抑制變壓器的漏感是不可消除的,但可以通過合理的電路設計和繞制使之減小。設計和繞制是否合理,對漏感的影響是很明顯的。采用合理的方法,可將漏感控制在初級電感的2左右。設計時應綜合變壓器磁芯的選擇和初級匝數的確定,盡量使初級繞組可緊密繞滿磁芯骨架一層或多層。繞制時繞線要盡量分布得緊湊、均勻,這樣線圈和磁路空間上更接近垂直關系,耦合效果更好。初級和次級繞線也要盡量靠得緊密。2RCD鉗位電路參數設計2.1變壓器等效模型圖1為實際變壓器的等效電路,勵磁 電感同理想變壓器并聯,漏感同勵磁電感串聯。勵磁電感能量可通過理想變壓器耦合到副邊,而漏感因為不耦合,能量不能傳遞到副邊,如果不采取措施,漏感將通 過寄生電容釋放能量,引起電路電壓過沖和振蕩,影響電路工作性能,還會引起EMI問題,嚴重時會燒毀器件,為抑制其影響,可在變壓器初級并聯無源RCD鉗 位電路,其拓撲如圖2所示。2.2鉗位電路工作原理引入RCD鉗位電路,目的是消耗漏感能量,但不能消耗主勵磁電感能量,否則會降低電路效率。要做到這點必須對RC參數進行優化設計,下面分析其工作原理：當S1關斷時,漏感Lk釋能,D導通,C上電壓瞬間充上去,然后D截止,C通過R放電。1)若C值較大,C上電壓緩慢上升,副邊反激過沖小,變壓器能量不能迅速傳遞到副邊,見圖3(a);2)若C值特別大,電壓峰值小于副邊反射電壓,則鉗位電容上電壓將一直保持在副邊反射電壓附近,即鉗位電阻變為死負載,一直在消耗磁芯能量,見圖3(h);3)若RC值太小,C上電壓很快會降到副邊反射電壓,故在St開通前,鉗位電阻只將成為反激變換器的死負載,消耗變壓器的能量,降低效率,見圖3(c)：4)如果RC值取得比較合適,使到S1開通時,C上電壓放到接近副邊反射電壓,到下次導通時,C上能量恰好可以釋放完,見圖3(d),這種情況鉗位效果較好,但電容峰值電壓大,器件應力高。第 2)和第3)種方式是不允許的,而第1)種方式電壓變化緩慢,能量不能被迅速傳遞,第4)種方式電壓峰值大,器件應力大。可折衷處理,在第4)種方式基礎 上增大電容,降低電壓峰值,同時調節R,使到S1開通時,C上電壓放到接近副邊反射電壓,之后RC繼續放電至S1下次開通,如圖3(e)所示。2.3參數設計S1 關斷時,Lk釋能給C充電,R阻值較大,可近似認為Lk與C發生串聯諧振,諧振周期為TLC=2、LkC,經過14諧振周期,電感電流反向,D截止, 這段時間很短。由于D存在反向恢復,電路還會有一個衰減振蕩過程,而且是低損的,時間極為短暫,因此叮以忽略其影響。總之,C充電時間是很短的,相對于整 個開關周期,可以不考慮。對于理想的鉗位電路工作方式,見圖3(e)。S1關斷時,漏感釋能,電容快速充電至峰值Vcmax,之后RC放電。由于充電過程非常短,可假設RC放電過程持續整個開關周期。RC值的確定需按最小輸入電壓,最大負載,即最大占空比條件工作選取,否則,隨著D的增大,副邊導通時間也會增加,鉗位電容電壓波形會出現平臺,鉗位電路將消耗主勵磁電感能量。對圖3(c)工作方式,峰值電壓太大,現考慮降低Vcmax。Vcmax只有最小值限制,必須大于副邊反射電壓可做線性化處理來設定Vcmax,如圖4所示,由幾何關系得為保證S1開通時,C上電壓剛好放到需滿足將(1)式代入(2)式可得對整個周期RC放電過程分析,有根據能量關系有式中：IpkLk釋能給C的電流峰值將式(1)和式(4)代人式(5),得結合式(3),得電阻功率選取依據式中：fs為變換器的工作頻率。3實驗分析輸入直流電壓30(12)v,輸出12VlA,最大占空比Dmax=0.45,采用UC3842控制,工作于DCM方式,變壓器選用CER28A型磁芯,原邊匝數為24匝,副邊取13匝。有關實驗波形如圖5圖8所示。圖7顯示在副邊反射電壓點沒有出現平臺,說明結果與理論分析吻合。4結語按照文中介紹的方法設計的鉗位電路,可以較好地吸收漏