LCL并網逆變器設計及建模與仿真分析案例綜述第1章LCL并網逆變器本文提出了以LCL濾波器為基礎的逆變器操控系統主電路。這里面，表示相應的穩定直流電源，它的主要供給來源為光伏電池、燃料電池以及蓄電池等。UVXY中采用的逆變橋開關管數量為4，為逆變器側電感，為電網側電感，為交流側濾波電容，表示逆變器側電感電流，和分別表示電容電流和電壓，表示并網電流，表示了逆變裝置的橋臂側電壓，表示了具體的功率耦合點（thepointofcommoncoupling,PCC）電壓，Z負載表示相應的本地負載，Z線路代表供電網絡至PCC之間的線路阻抗。圖5-1單相LCL并網逆變器原理圖此項策略實施過程中，將圍繞著逆變器并網電流展開，利用對逆變器并網電流的操控，能夠確保逆變器采用單位功率因數完成相應的供電網絡輸出操作，或者實現供電網絡的無功補償操作。逆變器整體的輸出特征以電流源為主。而單環并網電流操控型策略屬于一種欠阻尼現象較為嚴重的系統，諧振尖峰的出現容易造成電流波形畸變的情況，倘若選擇極具代表性的P、PI或是PID調節器，則該閉環系統將始終處于不穩定狀態[34]，重復控制的不足表現為會出現動態響應較弱的情況，對于比例加諧振控制（PR）而言，就是將一定頻率的電流控制回路增益引入到其中，從而實現對基波誤差以及諧波分量的遏制，然而因為頻次漂移造成的影響以及操控系統帶寬的約束，此策略基本上是以控制器為主，文中不再進行贅述，主要簡單地闡述了一個以控制架構為主的單環分裂電容法[35]，具體顯示為圖5-2。圖5-2單相LCL并網逆變器原理圖反饋電流與逆變器橋臂側電壓之間的開環傳遞函數為(5-1)式中，；；；。采用分裂電容法，將LCL拆分成LCCL，設計、的值使其滿足，從而使控制系統由三階系統降為一階系統，見式（5-2）。（5-2）該方法大大簡化了控制器設計，可以在很大程度上增強閉環控制系統帶寬，同時清除諧振效應，不足之處表現為參數設置標準太高，極易被供電網絡側電感所影響，同時在電容分裂法內所設置的操控目標并不是并網電流，從到之間形成的傳遞函數于諧振頻率位置仍然會產生諧振尖峰，詳情顯示為式（5-3），最后得出的輸出量也就是并網電流形成諧振的概率較大。（5-3）2并網逆變器的建模與仿真2.1LCL單相逆變器數字模型（6-1）式（6-1）中：電感，與電容構成單向輸出LCL濾波器；用恒壓電壓源來表示電網；為直流側電壓。為LCL濾波器的等效串聯電阻；為流經的電流；為流經的電流；為電容的電壓；為電網電壓；代表了逆變橋輸出電壓。通過式（6-1）能夠得出LCL濾波裝置的等效傳遞結構圖，具體顯示為圖6-1。++++－－－圖6-1LCL濾波器等效傳遞框圖內環控制外環控制雙環校正控制策略。控制結構框圖如圖所示。圖示中表示內環滯后控制器；表示外環超前控制器。內環控制外環控制圖6-2雙環控制結構框圖2.2基礎電路2.2.1基于simulink的SPWM單相逆變電路建模輸入載波,三角波頻率100kHz，正弦脈寬調制深度為0.95，頻率為2*pi*50。可以發現，正弦調制波高于載波輸出高電平，脈寬隨正弦波幅值增大而增大，幅值達到最小值，脈寬最小。圖6-3調制波電路用四個MOS管組成逆變橋。正弦脈寬調制信號作為逆變橋第一個橋臂的上管信號和第二個橋臂的下管信號，取反后作為第二個橋臂的下管信號和第二個橋臂的上管信號。而后加入負載和濾波器，形成如圖6-4解調器，運行可觀測到如圖6-5正弦波。圖6-4解調器電路圖6-5輸出波形若此時正弦波不平滑，則需采取以下方法進行改善：①提高開關頻率=2\*GB3②增加電感。因為電感值越大，體積越大，所以一般我們采取方法一。第3章并網控制的逆變器進行仿真調試3.1仿真的結果及分析圖7-1網測電流由圖7-1可知，逆變器網側電流周期為0.2s，輸出波形類似于正弦信號，峰值為30。濾波電感越大效果越好。圖7-2控制信號由上圖所示，網側電壓經過鎖相環鎖出相位后乘以正弦值，然后乘以并網電流峰值，使電網電流和電壓相位同步，和網測電流反饋做誤差后，經過PID控制端口與電容并聯電阻5歐姆的有緣阻尼系數的電容電流做誤差計算后限幅，作為SPWM模塊的輸入控制信號。圖7-3逆變方波電壓高電平信號作為逆變橋第一個橋臂的上管信號和第二個橋臂的下管信號，取反后作為第二個橋臂的下管信號和第二個橋臂的上管信號。圖7-4并網電流電壓由圖可以看出，311V的并網電壓和30A的并