直流直流變流電路1章節目錄5.1

直接直流變流電路5.2

間接直流變流電路5.3雙向直流-直流變流電路本章小結25-3引言■直流-直流變流電路（DC/DCConverter）包括直接直流變流電路和間接直流變流電路。

■直接直流變流電路◆也稱斬波電路（DCChopper）。

◆將直流電變為另一固定電壓（電流）或可調電壓（電流）的直流電。

◆可直接將直流電變為另一直流電，這種情況下輸入與輸出之間不隔離。（非隔離型直流-直流變流器）■間接直流變流電路

◆在直流變流電路中增加了交流環節?！粼诮涣鳝h節中通常采用變壓器實現輸入輸出間的隔離，因此也稱為隔離型直流-直流變流器。

5-4直接直流斬波電路種類四種典型電路：降壓斬波電路、升壓斬波電路、升降壓斬波電路、丘克斬波電路。多重斬波電路——相同結構基本斬波電路組合。引言間接直流斬波電路種類由逆變電路、整流電路及中間變壓器構成。有單端正激、雙端正激、單端反激、推挽、半橋、全橋等多種電路形式。根據電路是否具備雙向電能傳輸能力，可分為單向型和雙向型。5-55.1直接直流變流電路共講述四種典型電路，對三種最基本的電路—降壓斬波電路、升壓斬波電路、升降壓斬波電路進行重點介紹。兩個基本原理：伏秒平衡：穩態條件下，電感兩端電壓在一個開關周期內的積分為零。安秒平衡或電荷平衡：穩態條件下，流過電容的電流在一個開關周期內的積分為零。5-65.1直接直流變流電路電感兩端電壓在一個開關周期內的平均值：其中：可得：（5-1）穩態條件下，電感電流在每一個開關周期內重復相同的波形，因此相鄰開關周期開始時刻的電感電流值相等。故式(5-1)中iL(TS)=iL(0)，所以電感兩端電壓在一個開關周期內的平均值UL=0。伏秒平衡圖5-1一個開關周期中電感的電壓和電流5-75.1直接直流變流電路安秒平衡這一原理與前一個原理互為對偶。電容電流在一個開關周期內的平均值可以按下式計算：其中：可得：（5-2）穩態條件下，電容電壓在每一個開關周期內重復相同的波形，因此相鄰開關周期開始時刻的電容電壓值相等。故式(5-1)中uC(TS)=uC(0)，所以電容電流在一個開關周期內的平均值Ic=0。5-85.1

直接直流變流電路5.1.1

降壓斬波電路5.1.2

升壓斬波電路5.1.3

升降壓斬波電路5.1.4

丘克斬波電路

5.1.5

多重斬波電路5.1.1

降壓斬波電路使用全控型器件S。設置了續流二極管VD，在S關斷時給電感電流提供通道。兩種工作模式：電感電流連續模式（ContinuousConductionMode—CCM）電感電流斷續模式（DiscontinuousConductionMode—DCM）5-9圖5-2降壓斬波電路的結構降壓（Buck）斬波電路5.1.1

降壓斬波電路電感電流連續工作模式5-10a)開關狀態1(S通)b)開關狀態2(S斷)圖5-4降壓斬波電路在電感電流連續時的波形t0~t1時段：開關S導通，二極管VD處于截止狀態，VD電壓Uvd

=Ui。由于Ui>Uo，負載電流iL按指數曲線上升。t1~t2時段：開關S關斷，二極管VD導通，電感電流通過VD續流，VD電壓近似為零，負載電流呈指數曲線下降。為了使負載電流連續且脈動小通常使串聯的電感L值較大。圖5-3降壓斬波電路在電感電流連續時的開關狀態數量關系5.1.1降壓斬波電路5-11輸出電壓Uo與輸入電壓Ui的比值是開關電路重要的數學關系。根據伏秒平衡，有UL=0，可得電感電壓在一個周期的平均值UL可以表示為（5-3）（5-4）a)開關狀態1(S通)b)開關狀態2(S斷)圖5-3降壓斬波電路在電感電流連續時的開關狀態5.1.1

降壓斬波電路電感電流斷續工作模式5-12a)開關狀態1（S通）b)開關狀態2（S斷）c)開關狀態3（電感電流為零）圖5-5降壓斬波電路在電感電流斷續時的開關狀態圖5-6降壓斬波電路在電感電流斷續時的波形t0~t1時段：開關S導通，二極管VD處于截止狀態。Ui>Uo，電感L的電流不斷增長。t1~t2時段：開關S關斷，二極管VD導通，電感通過VD續流，電感電流不斷減小。t2~t3時段：t2時刻電感電流減小到零，VD關斷，電感電流保持零值，電感兩端的電壓也為零。5.1.1降壓斬波電路5-13電感電流連續時，Uo=DUi。電流斷續時，總有Uo＞DUi，且負載電流越小，Uo越高。輸出空載時，Uo=Ui。降壓斬波電路處于連續和斷續的臨界狀態時，每個開關周期開始和結束的時刻，電感電流正好為零。圖5-7降壓斬波電路在電感電流臨界連續時的波形5-145.1.2升壓斬波電路圖5-9升壓斬波電路的結構升壓斬波電路也存在電感電流連續和電感電流斷續兩種工作模式。升壓（Boost）斬波電路5-155.1.2升壓斬波電路電感電流連續工作模式a)開關狀態1(S通)b)開關狀態2(S斷)圖5-10升壓斬波電路在電感電流連續時的開關狀態圖5-11升壓斬波電路在電感電流連續時的波形t0~t1時段：開關S導通，二極管VD處于截止狀態。電感L兩端的電壓為Ui，電感電流不斷增長。t1~t2時段：開關S關斷，二極管VD導通，電感通過VD向電容C放電，電感電流不斷減小。5-165.1.2升壓斬波電路電感電壓在一個周期的平均值UL可以表示為由伏秒平衡，UL=0，可得(5-5)由于0≤D≤1，因此升壓型電路的輸出電壓高于其輸入電壓，且與輸入電壓極性相同。D→1時，Uo→∞，故應避免D接近1，以免造成電路損壞。數量關系a)開關狀態1(S通)b)開關狀態2(S斷)圖5-10升壓斬波電路在電感電流連續時的開關狀態5-175.1.2升壓斬波電路a)開關狀態1（S通）b)開關狀態2（S斷）c)開關狀態3（電感電流為零）圖5-12升壓斬波電路在電感電流斷續時的開關狀態電感電流斷續工作模式圖5-13升壓斬波電路在電感電流斷續時的波形t0~t1時段：開關S導通，二極管VD處于截止狀態。電感L兩端的電壓為Ui，電感電流不斷增長。t1~t2時段：開關S關斷，二極管VD導通，電感通過VD向電容C放電，電感電流不斷減小。t2~t3時段：t2時刻電感電流減小到零，二極管VD關斷，電感電流保持零值，并且電感兩端的電壓也為零。5-185.1.2升壓斬波電路電路處于連續與斷續的臨界狀態時，每個開關周期的開始或結束的時刻電感電流正好為零。此時波形如下圖。圖5-14升壓斬波電路電感電流臨界連續時的波形電感電流斷續時，總是有Uo＞Ui/(1-D)，且負載電流越小，Uo越高。輸出空載時，Uo→∞，故升壓電路不應空載，否則會產生很高的電壓造成電路中元器件的損壞。5-195.1.3升降壓斬波電路圖5-15升降壓斬波電路的結構升降壓斬波電路也存在電感電流連續和電感電流斷續兩種工作模式。升降壓（Buck-Boost）斬波電路5-205.1.3升降壓斬波電路a)開關狀態1(S通)b)開關狀態2(S斷)圖5-16升降壓斬波電路電感電流連續時的開關狀態圖5-17升降壓斬波電路在電感電流連續時的波形t0~t1時段：開關S導通，二極管VD處于斷態。電感L兩端的電壓為Ui，電感電流不斷增長。t1~t2時段：開關S關斷，二極管VD導通，電感通過VD向電容C放電，電感電流不斷減小。電感電流連續工作模式||5-215.1.3升降壓斬波電路（5-6）等式右邊的負號表示升降壓電路的輸出電壓與輸入電壓極性相反，其數值既可以高于其輸入電壓，也可以低于輸入電壓。電感電壓在一個周期的平均值UL可以表示為由伏秒平衡，UL=0，可得數量關系a)開關狀態1(S通)b)開關狀態2(S斷)圖5-16升降壓斬波電路電感電流連續時的開關狀態5-225.1.3升降壓斬波電路斷續工作模式與前述拓撲分析思路相同。負載電流很小時，電感電流將不連續，電壓比的公式不再滿足式(5-6)，此時輸出電壓|Uo|＞DUi/(1-D)，且負載電流越小，Uo越高。輸出空載時，|Uo|→∞，故升降壓電路也不應空載，否則會產生很高的電壓造成電路中元器件的損壞。升降壓型電路可以靈活的改變電壓的高低，還能改變電壓極性，因此常用于電池供電設備中產生負電源的電路，還用于各種開關穩壓器中。電感電流斷續工作模式5-235.1.4丘克斬波電路丘克（Cuk）斬波電路圖5-18(a)Cuk斬波電路的結構丘克電路可以看成是由升壓型電路和降壓型電路前后級聯而成的。5-245.1.4丘克斬波電路電感電流連續工作模式a)開關狀態1(S通)b)開關狀態2(S斷)圖5-19Cuk斬波電路在電感電流連續時的開關狀態t0~t1時段：開關S導通，VD為斷態，L和L1的電流均增加；t1~t2時段：開關S關斷，VD導通，L經Ui，VD，C1回路續流，L1經VD和C續流。圖5-18(b)Cuk斬波電路的工作波形5-255.1.4丘克斬波電路當兩個電感電流都連續，分別計算電感L和L1兩端電壓在一個開關周期內的平均值：(5-7)令UL=0，UL1=0，聯立方程消去UC1，可得丘克斬波電路輸出、輸入電壓比與占空比間的關系為：(5-8)等式右邊的負號表示輸出電壓與輸入電壓極性相反，其數值既可以高于其輸入電壓，也可以低于輸入電壓。D→1時，|Uo|→∞，故應避免D過于接近1，以免造成電路損壞。數量關系5-265.1.4丘克斬波電路負載電流很小時，電感電流將不連續，電壓比的公式不再滿足式(5-8)，輸出電壓|Uo|＞DUi/(1-D)，且負載電流越小，|Uo|越高。輸出空載時，|Uo|→∞，故丘克電路也不應空載，否則會產生很高的電壓造成電路中元器件的損壞。丘克電路的特點與升降壓電路相似，因此也常用于相同的用途。丘克電路較為復雜，因此使用不甚廣泛。丘克電路一個突出的優點是輸入和輸出回路中都有電感，因此輸出電壓紋波和輸入電流紋波均較小，在某些有特殊要求的場合使用比較合適。電感電流斷續工作模式5-275.1.4丘克斬波電路表5-1各種不同的非隔離型電路的比較電路特點電壓比公式開關和二極管承受的最高電壓應用領域降壓型只能降壓不能升壓，輸出與輸入同極性，輸入電流脈動大，輸出電流脈動小，結構簡單。各種降壓型開關穩壓器。升壓型只能升壓不能降壓，輸出與輸入同極性，輸入電流脈動小，輸出電流脈動大，不能空載工作，結構簡單。升壓型開關穩壓器、升壓型功率因數校正電路(PFC)。升降壓型能降壓能升壓，輸出與輸入極性相反，輸入輸出電流脈動大，不能空載工作，結構簡單。反向型開關穩壓器。Cuk能降壓能升壓，輸出與輸入極性相反，輸入輸出電流脈動小，不能空載工作，結構復雜。對輸入輸出紋波要求高的反相型開關穩壓器。5-285.1.5多重斬波電路對相同結構的基本斬波電路進行組合，可構成多重斬波電路。一個控制周期中負載電流脈波數稱為斬波電路的重數。圖5-20的三重降壓斬波電路由三個降壓斬波電路單元并聯而成?？傒敵鲭娏鳛槿齻€斬波電路單元輸出電流之和，其平均值為單元輸出電流平均值的三倍，脈動頻率也為三倍?？偟妮敵鲭娏髅}動幅值變得很小。所需平波電抗器總重量大為減輕?？傒敵鲭娏髯畲竺}動率（電流脈動幅值與電流平均值之比）與重數的平方成反比。多重斬波電路各斬波電路單元可互為備用，使得總體的可靠性提高。圖5-20三重降壓斬波電路及其波形5-295.2

間接直流變流電路5.2.1

正激電路5.2.2

反激電路5.2.3

半橋電路5.2.4

全橋電路

5.2.5

推挽電路5.2.6整流電路5-30間接直流變流電路中增加了交流環節，也稱為直—交—直電路。圖5-21間接直流變流電路的結構采用這種結構較為復雜的電路來完成直流—直流的變換有以下原因：(1)輸出端與輸入端需要隔離。(2)某些應用中需要相互隔離的多路輸出。(3)輸出電壓與輸入電壓的比例遠小于1或遠大于1。(4)交流環節采用較高的工作頻率，可以減小變壓器和濾波電感、濾波電容的體積和重量。5.2

間接直流變流電路間接直流變流電路分為單端(SingleEnd)和雙端(DoubleEnd)電路。單端電路：變壓器中流過的是直流脈動電流。主要有正激電路和反激電路。雙端電路：變壓器中的電流為正負對稱的交流電流。主要有半橋、全橋和推挽電路。5-315.2.1正激電路圖5-22單開關正激電路的結構單開關正激（Forward）電路正激電路也存在電感電流連續和電感電流斷續兩種工作模式。5-325.2.1正激電路a)開關狀態1(S通)b)開關狀態2(S斷)圖5-23單開關正激電路在電感電流連續的開關狀態電流連續工作模式圖5-24單開關正激電路在電感電流連續時的波形t0~t1時段：開關S導通，變壓器繞組N1上正下負，與其耦合的繞組N2也是上正下負。因此VD1處于通態，VD2為斷態，電感L的電流逐漸增長。t1~t2時段：開關S關斷，電感L通過VD2續流，VD1關斷，L的電流逐漸下降。S關斷后變壓器的激磁電流經N3繞組和VD3流回電源，所以S關斷后承受的電壓為：5-33圖5-25磁心復位過程開關S開通后，變壓器的激磁電流im1由零開始，隨著時間的增加而線性增長，直到S關斷。為防止變壓器的激磁電感飽和，必須設法使激磁電流在S關斷后到下一次再開通的一段時間內降回零，這一過程稱為變壓器的磁心復位。變壓器的磁心復位時間為5.2.1正激電路（5-9）（5-10）電感電流連續時正激電路輸出電壓為5-345.2.1正激電路如果輸出電感電流不連續，與降壓斬波電路相似，輸出電壓Uo將高于式（5-10）的計算值，并隨負載減小而升高，在負載為零的極限情況下有正激型電路的電壓比關系和降壓型電路非常相似，僅有的差別在于變壓器的變比。正激電路的電壓比可以看成是將輸入電壓Ui按變壓器變比折算至變壓器二次側后根據降壓型電路得到的。后面的半橋、全橋和推挽電路也是如此。電流斷續工作模式5.2.1正激電路5-35圖5-26雙開關正激電路的結構雙開關正激電路的工作原理與單開關正激電路基本相同。雙管正激電路中每個開關承受的斷態電壓均為Ui，比相同條件下的單管正激電路低，故雙管正激電路適合用于高壓輸入的電源中使用。正激電路簡單可靠，廣泛用于功率為數百瓦~數千瓦的開關電源中。但變壓器的工作點僅處于磁化曲線平面的第I象限，沒有得到充分利用。同樣的功率，其變壓器體積、重量和損耗都大于全橋、半橋和推挽電路。在電源和負載條件惡劣、干擾很強的環境下使用的開關電源，又對體積、重量及效率要求不太高時，采用正激電路較合適。而工作條件較好，對體積、重量及效率要求嚴格的電源應采用全橋、半橋和推挽電路。5-365.2.2反激電路反激電路可以看成是將升降壓型電路中的電感換成相互耦合的電感N1和N2得到的。反激型電路中的變壓器在工作中總是經歷著儲能—放電的過程，這一點與正激電路以及后面要介紹的幾種隔離型電路不同。變壓器起著儲能元件的作用，可以看作是一對相互耦合的電感。圖5-27反激電路的結構反激（Flyback）電路5-375.2.2反激電路a)開關狀態1(S通)b)開關狀態2(S斷)圖5-28反激電路在電流連續時的開關狀態電流連續工作模式圖5-29反激電路在電流連續時的波形t0~t1時段：S開通后，VD處于斷態，繞組N1的電流線性增長，電感儲能增加。t1~t2時段：S關斷后，N1繞組的電流被切斷，VD導通，變壓器中的磁場能量通過N2繞組和二極管VD向輸出端釋放。S關斷后的電壓為（5-11）輸出、輸入間的電壓比為5-385.2.2反激電路圖5-30反激電路在電流斷續時的開關狀態電流斷續工作模式c)開關狀態3（電感電流為零）b)開關狀態2(S斷)a)開關狀態1(S通)圖5-31反激電路在電流斷續時的波形t0~t1時段：S開通后，二極管VD處于斷態，N1繞組的電流線性增長，電感儲能增加；t1~t2時段：S關斷后，N1繞組的電流被切斷，VD導通，變壓器中的磁場能量通過N2繞組和二極管VD向輸出端釋放。t2時刻變壓器中的磁場能量釋放完畢，N2繞組電流下降到零，VD關斷。t2~t3時段：電路處于開關狀態3，N1和N2繞組電流均為零，電容C向負載提供能量。5-395.2.2反激電路反激電路的結構最為簡單，元件數少，因此成本較低，廣泛適用于各種功率為數瓦~數百瓦的小功率開關電源。在各種家電、計算機設備、工業設備中廣泛使用的小功率開關電源中基本都采用反激電路。但該電路變壓器的工作點也僅處于磁化曲線平面的第I象限，利用率低，而且開關元件承受的電流峰值較大，不適合用于較大功率的電源。5-405.2.3半橋電路圖5-32半橋電路的結構S1與S2交替導通，使變壓器一次側形成幅值為Ui/2的交流電壓。改變開關的占空比，就可改變二次側整流電壓ud的平均值，也就改變了輸出電壓Uo。S1和S2斷態時承受的峰值電壓均為Ui。半橋電路5-415.2.3半橋電路t0~t1時段：S1導通時，二極管VD1處于通態，電感電流流經變壓器繞組上半部分N2、二極管VD1和濾波電容C及負載R，電感電流增長。t1~t2時段：S1、S2都處于斷態，變壓器繞組N1中的電流為零，根據變壓器的磁勢平衡方程，繞組N2和N2’中的電流大小相等、方向相反（忽略變壓器的勵磁電流），所以VD1和VD2都處于通態，各分擔一半的電感電流。電感L的電流逐漸下降。t2~t3時段：S2導通時，二極管VD2處于通態，電感電流流經變壓器繞組下半部分N2’、二極管VD2和濾波電容C及負載R，電感電流增長。t3~t4時段：與t1~t2時段相同。圖5-34半橋電路電流連續時的波形b)開關狀態2(S1、S2斷)d)開關狀態4(S1、S2斷)圖5-33半橋電路電流連續時的開關狀態a)開關狀態1(S1通)c)開關狀態3(S2通)5-425.2.3半橋電路由于電容的隔直作用，半橋電路對由于兩個開關導通時間不對稱而造成的變壓器一次側電壓的直流分量有自動平衡作用，因此不容易發生變壓器偏磁和直流磁飽和的問題。為了避免上下兩開關在換流的過程中發生短暫的同時導通而造成短路損壞開關，每個開關各自的占空比不能超過50%，并應留有裕量。電感電流斷續時，輸出電壓Uo將隨負載電流減小而升高，在負載為零的極限情況時：半橋電路中變壓器的利用率高，且沒有偏磁的問題，可以廣泛用于功率為數百瓦~數千瓦的電源中。與全橋電路相比開關元件數量少(但電流等級大)，同樣的功率下成本略低，可以用于對成本要求較苛刻的場合。（5-12）當濾波電感L的電流連續時：5-435.2.4全橋電路圖5-35全橋電路的結構全橋逆變電路中，互為對角的兩個開關同時導通，同一側半橋上下兩開關交替導通，使變壓器一次側形成幅值為Ui的交流電壓。改變占空比就可以改變輸出電壓Uo。每個開關斷態時承受的峰值電壓均為Ui。全橋電路5-445.2.4全橋電路全橋電路工作于電感電流連續狀態時，1個開關周期內會經歷4個開關狀態。a)開關狀態1(S1、S4通)b)開關狀態2(全部開關斷)c)開關狀態3(S2、S3通)d)開關狀態4(全部開關斷)圖5-36全橋電路電流連續時的開關狀態5-455.2.4全橋電路t0~t1時段：S1、S4通，二極管VD1、VD4通，電感電流流經變壓器繞組N2、二極管VD1、VD4、濾波電容C及負載R，電感電流增長。t1~t2時段：所有開關都處于斷態，變壓器繞組N1中的電流為零，電感通過VD1、VD4和VD2、VD3續流，每個二極管流過電感電流的一半。電感L的電流逐漸下降。t2~t3時段：S2、S3通，二極管VD2、VD3通，電感電流流經變壓器繞組N2、二極管VD2、VD3、濾波電容C及負載R，電感電流增長。t3~t4時段：與t1~t2時段相同。圖5-37全橋電路在電流連續時的波形b)開關狀態2(全部開關斷)d)開關狀態4(全部開關斷)圖5-36全橋電路電流連續時的開關狀態a)開關狀態1(S1、S4通)c)開關狀態3(S2、S3通)5-465.2.4全橋電路若S1、S4與S2、S3的導通時間不對稱，則交流電壓中將含有直流分量，會在變壓器一次側電流中產生很大的直流分量，并可能造成磁路飽和，故應注意避免電壓直流分量的產生，也可以在一次側回路串聯一個電容，以阻斷直流電流。為了避免上下兩開關在換流的過程中發生短暫的同時導通而造成短路損壞開關，每個開關各自的占空比不能超過50%，并應留有裕量。全橋電路在電感電流斷續時，輸出電壓Uo將隨負載電流減小而升高，在負載為零的極限情況下，所有隔離型開關電路中，采用相同電壓和電流容量的開關器件時，全橋電路可以達到最大的功率，因此該電路常用于中大功率的電源中。特別是結構簡單、效率高的移相全橋型軟開關電路被廣泛應用。目前，全橋電路被用于功率為數百瓦~數十千瓦的各種工業用電源中。（5-13）當濾波電感L的電流連續時：5-47推挽電路中兩個開關S1和S2交替導通，在繞組N1和N1’兩端分別形成相位相反的交流電壓。改變占空比就可以改變輸出電壓Uo。S1和S2斷態時承受的峰值電壓均為2倍Ui。5.2.5推挽電路圖5-38推挽電路的結構推挽電路5-485.2.5推挽電路t0~t1時段：S1通，二極管VD1通，電感電流流經變壓器繞組N2、二極管VD1、濾波電容C及負載R，電感電流增長。t1~t2時段：所有開關都處于斷態，變壓器繞組N1中的電流為零，電感通過VD1和VD2續流，每個二極管流過電感電流的一半。電感L的電流逐漸下降。t2~t3時段：S2通，二極管VD2通，電感電流流經變壓器繞組N2’、二極管VD2、濾波電容C及負載R，電感電流增長。t3~t4時段：電路處于開關狀態4，與開關狀態2相同。圖5-40推挽電路在電流連續時的波形b)開關狀態2(全部開關斷)d)開關狀態4(全部開關斷)a)開關狀態1(S1通)c)開關狀態3(S2通)圖5-39推挽電路在電流連續時的開關狀態5.2.5推挽電路5-49若S1與S2的導通時間不對稱，則變壓器一次繞組電壓中將含有直流分量，會在變壓器一次側電流中產生很大的直流分量，并可能造成磁路飽和。與全橋電路不同的是，推挽電路無法在變壓器原邊串聯隔直電容，因此只能靠精確的控制信號和電路元件參數的匹配來避免直流分量的產生。如果S1和S2同時處于通態，就相當于變壓器一次側繞組短路。因此必須避免兩個開關同時導通，每個開關各自的占空比不能超過50%，并且要留有死區。電感電流斷續時，輸出電壓Uo將隨負載電流減小而升高，在負載為零的極限情況下：推挽電路的一個突出優點是在輸入回路中僅有1個開關的通態壓降，而半橋電路和全橋電路都有2個，因此在同樣的條件下產生的通態損耗較小，這對很多輸入電壓較低的電源十分有利，因此這類電源應用推挽電路比較合適。(5-14)當濾波電感L的電流連續時：5-505.2.5推挽電路電路優點缺點功率范圍應用領域正激電路較簡單，成本低，可靠性高，驅動電路簡單變壓器單向激磁，利用率低幾百W~幾kW各種中、小功率電源反激電路非常簡單，成本很低，可靠性高，驅動電路簡單難以達到較大的功率，變壓器單向激磁，利用率低幾W~幾百W小功率電子設備、計算機設備、消費電子設備電源。全橋變壓器雙向勵磁，容易達到大功率結構復雜，成本高，有直通問題，可靠性低，需要復雜的多組隔離驅動電路幾百W~幾百kW大功率工業用電源、焊接電源、電解電源等半橋變壓器雙向勵磁，沒有變壓器偏磁問題，開關較少，成本低有直通問題，可靠性低，需要復雜的隔離驅動電路幾百W~幾kW各種工業用電源，計算機電源等推挽變壓器雙向勵磁，變壓器一次側電流回路中只有一個開關，通態損耗較小，驅動簡單有偏磁問題幾百W~幾kW低輸入電壓的電源表5-2各種不同的隔離型電路的比較5-515.2.6整流電路全橋電路中全橋整流每個二極管承受的反向電壓為：圖5-41全橋整流電路的結構全橋整流電路在電感電流連續的情況下，二極管反向電壓可以用輸出電壓Uo表示為：每個二極管的平均電流等于電感電流平均值的一半，流過每個二極管的平均電流為：在穩態條件下，電感電流平均值等于負載電流，因此二極管電流平均值也等于負載電流的一半。(5-15)(5-16)5-525.2.6整流電路推挽電路中全波整流每個二極管承受的反向電壓為：圖5-42全波整流電路的結構全波整流電路在電感電流連續的情況下，還可以得到用輸出電壓Uo表示的斷態電壓：每個二極管的平均電流等于電感電流平均值的一半，流過每個二極管的平均電流為：在穩態條件下，電感電流平均值等于負載電流，因此二極管電流平均值也等于負載電流的一半。(5-17)(5-18)5-535.2.6整流電路電路電壓比平均電流二極管斷態電壓優點缺點應用領域全橋整流2DIL/2Uo/2D二極管電壓低，變壓器繞組結構簡單二極管數量多，總通態損耗大高輸出電壓(>100V)的電路全波整流2DIL/2Uo/D元件總數少，結構簡單，總通態損耗小二極管電壓高，變壓器繞組需中心抽頭輸出電壓

5～100V的電路表5-3兩種整流電路的比較根據2種電路各自不同的特點，通常在輸出電壓較低的情況下(<100V)采用全波電路比較合適，而在高壓輸出的情況下，應采用全橋電路。全波整流vs全橋整流5-545.2.6整流電路低電壓MOSFET具有非常小的導通電阻，可以顯著降低整流電路的導通損耗，從而達到很高的效率。相同輸出電壓和負載電流的條件下，全橋整流電路的通態損耗總是大于全波整流電路，因此一般不采用全橋結構的同步整流電路。圖5-43同步整流電路同步整流技術電路的輸出電壓遠高于二極管通態壓降時，通常采用二極管作為整流元件。優勢：無需控制和驅動，電路結構簡單可靠，成本較低。電路的輸出電壓非常低時，受到整流二極管壓降的限制效率難以提高，可以采用同步整流技術，即采用通態電阻非常小(幾毫歐)的MOSFET代替二極管，以降低通態壓降。5-555.2.6整流電路同步整流的缺點是需要對MOSFET的通與斷進行控制，使控制電路變得更復雜。同步整流管的控制是同步整流技術中的重要問題，較簡單的一種是變壓器繞組控制的自驅動方式。同步整流管的柵極驅動信號取自同步整流管所在的主電路中的某一電壓。這種控制方法的優點是電路結構簡單，增加的元件少，但問題是變壓器的繞制較為復雜。圖5-44變壓器繞組控制的同步整流電路5-565.3

雙向直流-直流電路5.3.1

非隔離雙向DC-DC電路5.3.2

隔離型雙向DC-DC電路5-575.3.1非隔離雙向DC-DC電路輸出電壓與輸入電壓極性相同，輸出電流可正可負。分別以輸出電壓和輸出電流為軸，畫出該電路的工作平面，可以看出電路的工作點位于I、II兩個象限，故稱為二象限斬波電路。開關S1和S2交替導通，二者導通時間互補，并留有一定的死區時間，以防止同時導通造成短路。a)電路結構b)輸出電壓與電流關系圖5-45二象限斬波電路的原理二象限斬波電路5-585.3.1非隔離雙向DC-DC電路電感L的電流iL＞0時，電流分別流過S1和VD2，此時電路的工作狀況與降壓斬波電路相似。電感L的電流iL＜0時，電流分別流過S2和VD1，此時電路的工作狀況與升壓斬波電路相似。iL有時為正、有時為負時，電流相繼流過VD1、S1、VD2和S2。a）

iL>0 b）

iL有時為正，有時為負 c）

iL<0圖5-46二象限斬波電路工作時的波形圖5-45(a)二象限斬波電路的電路結構5-595.3.1非隔離雙向DC-DC電路輸出電壓和輸入電壓間的電壓比為二象限斬波電路中電感電流可正可負，在忽略死區時間的條件下，不存在電感電流斷續的問題。該電路可以靈活、快速的控制負載電流，可以用于需要電能雙向傳輸，但又不需要改變輸出電壓極性的場合，如蓄電池充放電電源、直流電機不可逆調速裝置等。(5-19)5-605.3.1非隔離雙向DC-DC電路輸出電流可正可負，輸出電壓也可正可負。電路的工作點可以位于I、II、III、IV四個象限，故稱為四象限斬波電路。S1和S4同時開關，S2和S3同時開關。S1和S2交替導通，S3和S4交替導通，同側上下兩個開關的導通時間互補，并留有一定的死區時間，以防止同時導通造成短路。a)電路結構b)輸出電壓與電流關系四象限斬波電路圖5-48四象限斬波電路的原理5-615.3.1非隔離雙向DC-DC電路S1、S4的占空比大于50%時，Uo＞0。S1、S4的占空比小于50%時，Uo＜0。電感電流iL＞0時，電流分別流過S1、S4和VD2、VD3。iL＜0時，電流分別流過S2、S3和VD1、VD4。圖5-49四象限斬波電路原理性波形四象限斬波電路可以用于既需要電能雙向傳輸，又需要改變輸出電壓極性的場合，如直流電機可逆調速裝置等。5-625.3.2隔離型雙向DC-DC電路隔離型雙向DC-DC電路通常由兩組逆變電路通過高頻變壓器及其等效漏感聯結構成，逆變電路可以采用半橋、全橋等電路形式。采用全橋電路構成的雙向DC-DC變流器由于控制方案靈活多樣，性能優異得到了廣泛的關注。雙向DC-DC變流器的控制方式多種多樣，應用最為廣泛和典型的控制方式為移相控制：控制開關管的開通與關斷時間使變流器不同開關管之間產生移相角，通過改變移相角的大小控制變流器的能量傳輸大小和方向。5-635.3.2隔離型雙向DC-DC電路主要元器件包