單相MMC的拓撲結構與工作原理分析綜述目錄TOC\o"1-2"\h\u19533單相MMC的拓撲結構與工作原理分析綜述 11941.1單相MMC的拓撲結構 1236841.2單相MMC的工作原理 11295(a)投入狀態 288141.3單相MMC的數學模型 31.1單相MMC的拓撲結構由于兩種三相驅動mmc輪的工作時間均具有良好的運動對稱性,且每相上、下一個驅動橋臂的整體工作運動原理相同,同時每相可獨立控制,因此,本文選擇將單相MMC作為研究對象。單相交流模塊化多交流電平穩壓變換器的電路拓撲基本結構如電路圖2-1所示,其電路拓撲由上、下兩個交流橋臂穩壓電感組成連接電路組成,-般每個交流橋臂穩壓電感都可以包含一組n或一個子電路模塊和一個交流橋臂穩壓電感,交流信號輸入的一端可作為s/rl交流負載。MMC的橋臂電感可用于控制MMC系統環流,同時在系統發生短路時用于抑制短路所引起的過電流以及過電流上升率,進而避免損壞MMC子模塊[9]。MMC每個橋臂上子模塊的數量越多,則交流側輸出的電壓電平數目越多,進而交流側的輸出結果更加接近正弦波。根據目前的技術研究進展,常用的子結構模塊主體結構主要有全梁雙橋半梁式子結構模塊和全梁半橋式子結構模塊,本文以子橋式模塊結構作為主要的半梁全橋式主體結構模塊進行了深入研究,其具體結構由兩個開關管VT1、VT2串聯,同時各自并聯一-一個電力二極管VD1、VD2,之后再并聯一個大電容C組成。圖2-1單相模塊化多電平變換器拓撲1.2單相MMC的工作原理子模塊是mmc拓撲重要的組成部分,而子模塊中各種功率開關元件的啟動和開關運行狀態也就決定著子模塊的運行模式,進而決定MMC的運行狀態。根據子模塊中各種功率投入式開關元件的啟動和開關運行狀態,可以把子模塊中各種工作狀態大致劃分為三種,分別是投入式狀態、切除式狀態和閉鎖狀態。閉鎖狀態只有當MMC系統出現故障時才會出現,此目的是為了保護MMC主電路不因系統故障而損壞[10]。根據各種流入和流出子模塊的電流運行方向不同,則我們可將mmc子模塊的各種工作狀態大致劃分為兩種主要工作模式,因此,mmc子模塊一般共有六種主要工作模式,如圖2-2所示。規定當一個橋臂的電流由子模塊a端口進行流入,b端口在此情況下流出,iarm>0;橋臂的電流由子模塊b端口進行,a端口在b端口中流出時,i例如,當子模塊工作在一個投入的狀態,即vt1開關管自動打開、vt2開關管自動打閉時,且iarm例如,當子模塊在一個投入的狀態,即vt1開關管打啟、vt2開關管閉合或打斷時,且iarm當子模塊工作在切除狀態,即VT1開關管關斷、VT2開關管開通時,且iarm例如,當子模塊兩個端口工作在一個被切除的狀態,即vt1開關管被打斷、vt2開關管被打通時,且iarm例如,當子電器模塊的兩個工作狀態處于一個閉鎖的工作狀態,即每當vt1開關關閉二極管自動連續關斷、vt2開關關閉三極器導管自動連續關斷時,且iarm例如,當子模塊的電容器工作于一個完全閉鎖的狀態,即vt1開關管與電容器的關斷、vt2開關管與電容器的關斷相連時,且iarm模式1模式2(a)投入狀態模式3模式4(b)切除狀態模式5模式6(c)閉鎖狀態圖2-2MMC子模塊的工作模式從上述MMC子模塊的工作模式可知,子模塊兩個端口之間的電壓UAB只有Uc和0兩個電平。當子模塊正常工作時,開關側的電源管vt1和電源管vt2互補導通,此時通過控制電源的子模塊將電源工作于一個投入或者是切除的狀態,可以實現使交流側輸出相電壓轉換為多電平[11]。一般控制每相上、下橋臂中所有工作在一個投入狀態的子模塊數量之和應當等于每一個橋臂中的子模塊數量,即mmc正常運行時,每相上、下橋臂中所有工作在一個投入狀態的子模塊數量都應滿足:Np_on+Nn_on=N(2-1)其中，N為每個橋臂上子模塊的數量，Np_on和Nn_on分別表示每相上、下橋臂工作在投入狀態的子模塊數量。1.3單相MMC的數學模型為了對MMC進行深入研究,需要建立其數學模型。MMC.上和下橋臂所有子電路模塊總的單相電壓都同樣可以被等效地直接定義成作為-或-一個單相電壓源un,下橋臂所有子電路模塊總的單相電壓都足以可等效地直接定義成作為-或-一個單相電壓源un,各種單相電感都同樣可以被等效地直接定義成作為一個單相電阻和一個單相電感的等效串聯,則單相電阻mmc的等效串聯電路基本結構如下見圖2-3所示,對其列寫KCL方程可得,交流側電流i的表達式為式(2-2)。i=iparm-inarm(2-2)式中，iparm為上橋臂電流，inarm為下橋臂電流。定義環流的表達式為:izMMC環流僅在其相內和相間流動,以維持系統能量的平衡。將環流在上、下兩個橋臂上平均地分配,則上、下兩個橋臂的電流可以用下式表示。iparm=i2+iz(2-4)Inarm=?i2+圖2-3單相MMC等效電路對圖2-3所示的單相MMC等效電路列寫KVL方程可得式(2-5),將式(2-5)中的兩式相減可得式(2-6)。Udc(2-5)Uu=將式(2-4)代入式(2-5)中，并將式(2-5)中的兩式相加，可得到:2?由式(2-7)所述我們可知,環流驅動過程電路中的一個雙向交流橋臂諧波器的分量可能會波動產生的主要波動原因也就是直流側輸出電壓和上、下兩個交流橋臂總線側電壓的之和大小不等,其主要原因表現在在mmmc各個交流橋臂高壓電感上的交流壓降。將式(2-2)代入式(2-6)可得式(2-8)，進一步得到交流側等效電感和等效電阻分別為式(2-9)和式(2-10)。此時，單相MMC的簡化等效電路如圖2-4示。u=uReqLeq圖2-4單相MMC的簡化等效電路定義MMC的交流側電動勢為:e=u將式(2-8)可進一步簡化為式(2-12)。則進一步得到單相MMC的簡化等效電路模型如圖2-5所示。u=R?圖2-5單相MMC的簡化等效電路模型設變換器交流側的輸出相電壓u為正弦波，則u=Um式中，Um為交流輸出電壓u的幅值;0為角頻率。定義調制度m，由式(2-14)表示，0<m<1。m=2U式中，Ude為直流側電壓。當環流中的交流分量為零時，根據式(2-12)、式(2-13)和