零電壓開關三電平Buck-Boost雙向變換器孫孝峰;袁野;王寶誠;李昕;潘堯【摘要】針對非隔離型三電平Buck-Boost雙向變換器,提出一種零電壓開通(ZVS)實現方案?該方案在不添加任何輔助元件的情況下，可使非隔離型三電平Buck-Boost變換器的所有開關管在全負載范圍內實現ZVS,提高變換器的效率?此外，利用異相控制、電感電流倍頻降低電感的體積,提高功率密度?首先對實現ZVS的工作過程進行分析，并且分析反向電流IR對軟開關的影響;然后推導出死區時間和開關頻率表達式;最后搭建實驗樣機，通過Buck模式和Boost模式的實驗來驗證該方案的正確性和有效性.％Acontrolschemeofachievingzero-voltage-switching(ZVS)forthenon-isolatedthree-levelBuck-Boostbidirectionalconverterisproposedisthepaper.AllswitchescanachieveZVSinthewholeloadrangewithoutadditionalcircuitry,therebyimprovingthepowerconversionefficiency.Furthermore,thisschemeutilizesanout-phasecontrol,whichcandoubletheinductorcurrentfrequency,decreasetheinductorvolumegreatlyandimprovepowerdensity.Firstly,theoperationprincipleofZVSisanalyzed.Secondly,theinfluenceofthereversecurrentIRonsoft-switchingduringthedead-timeintervalisexplained.Then,theexpressionsofdead-timeandswitchingfrequencyarederived.Finally,anexperimentprototypeisbuiltandtestedinbothBuckmodeandBoostmodetoverifythecorrectnessandeffectivenessoftheproposedscheme.期刊名稱】《電工技術學報》年(卷),期】2018(033)002【總頁數】8頁（P293-300）【關鍵詞】雙向變換器;零電壓開關;電感電流倍頻;反向電流【作者】孫孝峰;袁野;王寶誠;李昕;潘堯【作者單位】電力電子節能與傳動控制河北省重點實驗室（燕山大學）秦皇島066004;電力電子節能與傳動控制河北省重點實驗室（燕山大學）秦皇島066004;電力電子節能與傳動控制河北省重點實驗室（燕山大學）秦皇島066004;電力電子節能與傳動控制河北省重點實驗室（燕山大學）秦皇島066004;電力電子節能與傳動控制河北省重點實驗室（燕山大學）秦皇島066004【正文語種】中文【中圖分類】TM46隨著能源危機和環境污染的日益嚴重，混合電動汽車（HybridElectricVehicle,HEV）正在逐步取代化石燃料汽車［1,2］。混合電動汽車內部的儲能單元（超級電容或蓄電池）需要雙向DC-DC變換器實現功率雙向傳輸［3,4］。在雙向DC-DC變換器中，非隔離型Buck-Boost雙向變換器因為具有結構簡單、可靠性高、成本低等優點而備受青睞［5-8］。然而，在電動汽車這種高電壓、大功率應用場合中需要選用耐壓高的開關管。開關管的導通阻抗和寄生電容隨耐壓值的升高而增大，影響變換器效率。文獻［9-12］提出一種非隔離型單向三電平Buck-Boost變換器，可降低開關管的電壓應力，且為輸入電壓的一半。文獻［13,14］將非隔離型三電平Buck-Boost變換器中的續流二極管由MOSFET代替，可以實現功率雙向傳輸。三電平Buck-Boost變換器中開關損耗對變換器效率影響較大，因此需要實現軟開關來提高效率。對于非隔離型三電平變換器，需要添加輔助元件才能使開關管實現軟開關［15-18］文獻［15］是在三電平變換器中加入LCC諧振網絡實現開關管零電壓開通(Zero-VoltageSwitching,ZVS)。文獻［16,17］通過在交錯并聯回路中添加輔助電感來實現主開關管零電流開通(Zero-Current-Switching,ZCS)，二極管的反向恢復損耗近似為零。文獻［18］通過添加兩組諧振網絡使主開關管實現ZVS。其中，諧振網絡由輔助開關、諧振電感和諧振電容組成。以上方法均需添加輔助元件才能使開關管實現軟開關，增加了變換器結構的復雜性，降低了功率密度。本文針對非隔離型三電平Buck-Boost雙向變換器，提出一種ZVS實現方案。該方案在不添加任何輔助元件的情況下，可使所有開關管在全負載范圍內均實現ZVS，并大大簡化電路的結構，提高了變換器效率。利用異相控制實現電感電流脈動頻率倍頻，顯著地降低了電感元件體積。非隔離型三電平Buck-Boost雙向變換器原理如圖1a所示，其傳統控制工作模式如圖1b所示［10］。由圖1b可知，開關管S2和S3可以實現ZVS，開關管S1和S4不能實現ZVS。究其原因，開關管S2關斷時，電感電流正向流動，不能為S1的寄生電容放電，漏源電壓vds1不能降為0,同理vds4也不能降為0。因此，需要控制電感電流，使其過零且為負，為S1和S4的寄生電容放電，使漏源電壓vds1和vds4降為0，S1和S4就能實現ZVS。Buck模式與Boost模式的工作過程類似。根據占空比可劃分為d>0.5和dv0.5兩種情況［10］。以Buck模式、dv0.5為例，對非隔離型三電平Buck-Boost變換器軟開關實現過程進行分析，ZVS變換器波形如圖2所示，共分為12個階段。階段1［t0,t1］:t0時刻，開關管S1和S3導通，電感兩端的電壓為0.5Vin-Vo,電感電流iL線性上升，持續時間Ton，此時開關管S2和S4的漏源電壓vds2和vds4均為0.5Vin。階段2[t1,t2]:t1時刻，開關管S1關斷，S3繼續導通，進入死區，在此階段電感電流達到峰值Is。此時電感L與開關管S1、S2兩端的寄生電容Cs1、Cs2發生諧振，寄生電容Cs1充電、Cs2放電。當開關管S2的寄生電容Cs2兩端的電壓vds2降為0時，反并聯二極管VD2導通，S2具備ZVS條件。由于諧振電流初值Is非常大，諧振時間非常短，忽略電感電流的細微變化，認為Is為電感電流的最大值。階段3[t2,t3]:t2時刻，開關管S2開通，S3繼續導通，此時進入電感電流續流階段。電感兩端的電壓為-Vo,電感電流iL線性下降，持續時間Toff到達t3時刻電感電流iL減小至0。階段4[t3,t4]:開關管S2、S3繼續導通，電流反向流經S2和S3，經過時間TR。t4時刻，電感電流iL減小至IR。階段5[t4,⑹：t4時刻，開關管S3關斷，進入死區，此段時間為Tdt。電感L與開關管S3、S4上的寄生電容Cs3、Cs4發生諧振，電容Cs3充電、Cs4放電。到t5時刻，電感電流下降至最小值Imin。當電容Cs4兩端電壓vds4減小為0時，反并聯二極管VD4導通，S4具備ZVS條件。階段6[t6,t7]:t6時刻，電感電流流經反并聯二極管VD4°t7時刻，電感電流iL反向過零。在階段6中，開通S4均可實現ZVS。階段7[t7,t8]:開關管S4開通，電感兩端的電壓為0.5Vin-Vo，電感電流線性增加。在此階段，電感電流iL再次達到峰值Is。階段8[t8,t9]:t8時刻，S4關斷，S2繼續導通，進入死區。此時電感L與開關S3、S4兩端的寄生電容Cs3、Cs4發生諧振，Cs4充電、Cs3放電。當S3的寄生電容Cs3兩端電壓vds3降為0時，反并聯二極管VD3導通，S3具備ZVS條件。階段9[t9,t10]:t9時刻，S3零電壓開通，S2繼續導通。變換器再次進入續流階段，電感電流iL下降。到達t10時刻，iL減小至0。階段10[t10,t11]:S2、S3繼續導通，此時電流反向流經S2和S3，經過時間TR，電感電流到達IR。階段11[t11,t13]:t11時刻，S2關斷，進入死區。此時電感L與開關S1、S2兩端的寄生電容Cs1、Cs2發生諧振，Cs2充電、Cs1放電°t12時刻，電感電流下降至最小值Imin。到達t13時刻，S1寄生電容Cs1兩端的電壓vds1降為0，反并聯二極管VD1導通，S1具備ZVS條件。階段12[t13,t14]:t13時刻，電感電流流經反并聯二極管VD1°t14時刻，電感電流iL反向過零。在此階段，開通S1均可實現ZVS，之后循環至階段1。Boost模式工作模式類似，在此不再贅述。圖2中，諧振過程都是發生在死區時間內。階段2和階段8中，諧振起始電流為電流峰值Is，諧振時間短，開關管S2和S3易實現ZVS。在階段5和階段11中，需要足夠的反向電流IR（諧振起始電流），才能將開關管S1和S4寄生電容中儲存的電荷qC抽光。因此，需要分析死區時間內，反向電流IR的幅值對軟開關的影響，反向電流波形如圖3所示。根據反向電流IR幅值的不同，可分為三種情況:（1）反向電流IR的幅值小于臨界值，諧振初始電流不足，開關管S1和S4的寄生電容儲存的電荷qC不能被抽光，開關管S1和S4兩端漏源電壓vds1和vds4不能降為0,開關管S1、S4不能實現ZVS，如圖3a所示。（2）臨界情況下，當電感電流反向過零時，開關管S1和S4兩端的漏源電壓vds1和vds4恰好降為0，S1和S4實現臨界ZVS，如圖3b所示。在臨界情況下沒有階段6和階段12。（3）反向電流IR大于臨界值，開關管S1和S4兩端的漏源電壓vds1和vds4降為0后，電感電流流經反并聯二極管，此段時間為TRV如圖3c所示。值得注意的是，S1和S4必須在階段6內開通，否則電感電流反向過零后會給S1和S4的寄生電容反向充電，仍會產生開關損耗。由以上分析可知，控制反向電流IR是實現所有開關管ZVS的關鍵。討論臨界情況下的反向電流IR，由圖2可得式中，Toff為電感電流從峰值減小至0的時間（階段3和9）;TR為電感電流iL電流從0減小至-IR的時間（階段4和10）;Is為電感電流峰值，表示為式中，TL為電感電流脈動周期。由階段2可知，發生第一次諧振時，諧振初始電流較大，諧振時間較短，故可忽略不計。則有式中，Tdt為死區時間。將式（2）~式（4）代入式（1）中，可得臨界反向電流IR為式中，fL為電感電流脈動頻率。由圖1b可知，開關的驅動信號vgsl與vgs2互補導通，vgs3與vgs4互補導通，vgsl與vgs4之間異相控制，vgsl超前于vgs4180°,驅動信號出現疊加，電感電流iL在一個開關周期內脈動兩次，極大地降低了電感元件體積。由以上分析可知，電感電流脈動頻率fL為開關頻率fsw的兩倍，則反向電流表達式為根據式（6）可知，在輸入電壓、輸出電壓和占空比確定的情況下，通過調節死區時間Tdt和開關頻率fsw可以改變反向諧振電流IR幅值，進而使開關管S1和S4實現ZVS。因此，需要分析死區時間特性和頻率特性對軟開關特性的影響。由圖3b可知臨界反向電流IR和電流最小值Imin的表達式分別為根據式（7）和式（8）可以求出T1、T2分別為將式（9）和式（10）代入Tdt二T1+T2，得到死區時間Tdt為反向電流IR的幅值越大，諧振所需要的時間越短。死區時間與輸出電壓的關系如圖4所示。根據圖4可知，電感值越大時，諧振所需的死區時間越長，反之亦然由圖2可知，電感電流峰峰值DIL為電流平均值Iave為式中，Imin為電感電流最小值。聯立式（12）和式（13）得臨界開關頻率fsw為根據式（14），可以得到開關頻率fsw與輸出電壓Uo、電感電流平均值lave的關系，如圖5所示。根據圖5可知，電感值增加，開關頻率fsw降低，反之亦然。根據式（6）可知，頻率減小時，反向諧振電流幅值會增大，開關管S1和S4易實現ZVS。變換器工作在臨界情況不易掌控，需要使開關頻率略小于臨界頻率，即可保證所有開關管實現ZVS。根據1.1節和1.2節對軟開關實現過程的分析可知，需要提供足夠的反向電流IR（諧振起始電流）才能使開關管S1和S4漏源電壓vds降為0,實現ZVS。由式（6）可知，調節開關頻率fsw和死區時間Tdt可以改變反向電流IR的幅值，為諧振提供充足的起始電流。在2.1節中給出了死區時間和頻率的表達式，根據實際負載情況，利用式（11）和式（14）可計算出反向電流IR所對應的頻率fsw和死區時間Tdt。因此，通過該控制方案建立占空比調節器及頻率、死區時間計算器，如圖6所示。占空比調節器由電壓閉環組成，利用閉環控制調節占空比，并將占空比信號送至頻率計算器和PWM信號發生器中。通過對輸入、輸出電壓及電感電流進行采樣，將采樣信號及占空比信號送至頻率、死區時間計算器中，利用式（11）和式（14）計算死區時間Tdt和頻率fsw。然后，將開關頻率fsw、死區時間Tdt與占空比信號d—同傳遞到DSP中的PWM信號發生器。最后利用DSP內部移相模塊，將驅動信號vgs1和vgs4移相180°。為保證軟開關實現的可靠性，選擇開關頻率時，略低于計算頻率（不超過5%）。構建實驗平臺驗證所提方案的正確性。實驗平臺參數如下：電感為16.65mH，分壓電容為470mH（200V）,MOSFET的型號為IR公司的IRFP4668。實驗分為Buck模式滿載、輕載實驗和Boost模式滿載、輕載實驗兩大類。在Buck模式下，輸入電壓200V,輸出電壓48V,滿載輸出電流7.5A。圖7a和圖7b分別為滿載時，開關管S1與S4的實驗波形，開關頻率fsw=40kHz。圖7中vgs為開關管驅動電壓，vds為開關管漏源電壓，開關管S1和S4的漏源電壓vdsl、vds4均為100V,電感電流在一個開關周期內脈動兩次，且均實現ZVS。圖7c和圖7d分別為輕載時，開關管S1和S4的實驗波形，開關頻率fsw=120kHz。由圖7c和圖7d可知，開關管S1和S4電壓應力減半，電感電流倍頻，且均實現ZVS。在Boost模式下，輸入電壓60V，輸出電壓200V，滿載輸出電流1.8A。圖8a和圖8b分別為滿載時，開關管S2和S3的實驗波形，此時開關頻率fsw=46kHz。由圖8可知，vds3、vds4均為100V，電感電流在一個開關周期內脈動兩次，且均實現ZVS。圖8c和圖8d分別為輕載時，開關管S2和S3的實驗波形，開關頻率fsw=130kHz。由圖可知，開關電壓應力減半，電感電流倍頻，并實現ZVS。圖9為本文所提方案與傳統控制方案的效率對比。采用本文所提控制方案，Buck模式和Boost模式的最大效率分別為97.5%和96.9%，滿載效率分別為95.7%和95.8%。由圖9可知，本文所提ZVS實現方案能有效的提高變換器效率。針對非隔離型三電平Buck-Boost變換器，提出一種ZVS實現方案。通過分析反向電流對ZVS的影響，推導出頻率和死區時間表達式。不添加任何輔助元件，在全負載范圍內實現所有開關管ZVS，提高變換器效率。利用異相控制，實現了電感電流倍頻，降低了電感體積，并提高了功率密度。孫孝峰男，1970年生，教授，博士生導師，研究方向為變流器拓撲及控制、新能源并網和電能質量控制。E-mail:.cn （通信作者）袁野男，1991年生，碩士研究生，研究方向為直流變換器。E-mail:相關文獻】胡騰，許烈，李永東,等.混合電動汽車多電平車載變換器的研究[幾電工技術學報,2015,30(14):261-268.HuTeng,XuLie,LiYongdong,etal.ResearchofmultilevelconvertersonHEV[J].TransactionsofChinaElectrotechnicalSociety,2015,30(14):261-268.汪泉弟，安宗裕,鄭亞利，等.電動汽車開關電源電磁兼容優化設計方法[J].電工技術學報，2014,29(9):225-231.WangQuandi,AnZongyu,ZhengYali,etal.Electromagneticcompatibilityoptimizationdesignforswitchingpowerswitchingpowersupplyusedinelectricvehicle[J].TransactionsofChinaElectro-technicalSociety,2014,29(9):225-231.肖旭,張方華，鄭愫?移相+PWM控制器Boost半橋雙向DC-DC變換器軟開關過程分析[J].電工技術學報,2015,30(16):17-25.XiaoXu,ZhangFanghua,ZhengSu.TheAnalysisofsoft-switchingofthefhaseshift+PWMcontroldualBoosthalf-bridgebidirectionalDC-DCconverter[J].TransactionsofChinaElectrotechnicalSociety,2015,30(16):17-25.楊玉崗，鄒雨霏,代少杰，等?DCM模式下交錯并聯磁集成雙向DC/DC變換器的穩態性能分析[J].電工技術學報,2015,30(11):60-70.YangYugang,ZouYufei,DaiShaojie,etal.SteadystateperformanceanalysisoftheinterleavingandmagneticallyintegratedbidirectionalDC/DCconverterunderDCMmode[J].TransactionsofChinaElec-trotechnicalSociety,2015,30(11):60-70.GarciaOscar,ZumelPabio,CastroAngelde,etal.AutomotiveDC-DCbidirectionalconvertermadewithmanyinterleavedBuckstages[J].IEEETransactiononPowerElectronics,2006,21(3):578-586.ZhangJunhong,LaiJih-Sheng,KimRae-Young,etal.High-powerdensitydesignofasoft-switchinghigh-powerbidirectionalDC-DCconverter[J].IEEETransactiononPowerElectronics,2007,22(4):1145-1153.CamaraMamadouBaTIo,GualousHamid,GustinFrederic,etal.DC/DCconverterdesignforsuper-capacitorandbatterypowermanagementinhybridvehicleapplications-polynomialcontrolstrategy[J].IEEETransactiononIndustrialElectronics,2010,57(2):587-597.YuWensong,QianHao,LaiJih-Sheng.Designofhigh-efficiencybidirectionalDCDCconverterandhigh-precisionefficiencymeasurement[J].IEEETransactiononPowerElectronics,2010,25(3):650-658.ZhangMichaelT,JiangYimin,LeeFredC,etal.Single-phasethree-levelBoostpowerfactorcorrectionconverter[C]//IEEEAppliedPowerElectronicsCon-ferenceandExposition,Dallas,TX,1995:434-439.薛雅麗，李斌，阮新波.Buck三電平變換器[J].電工技術學報,2003,18(3):29-35.XueYali,LiBin,RuanXinbo.Buckthree-levelconverter[J].TransactionsofChinaElectrotechnicalSociety,2003,18(3):29-35.阮新波，危健，薛雅麗?非隔離三電平變換器中分壓電容均壓的一種方法J].中國電機工程學報,2003,23(10):27-31.RuanXinbo,WeiJian,XueYali.Amethodtobalancethevoltageofthedividedcapacitorsinnon-isolatedthree-levelconverters[J].ProceedingsoftheCSEE,2003,23(10):27-31.RuanXinbo,LiBin,ChenQianhong,etal.Funda-mentalconsiderationsofthree-levelDC-DCconverter:topologies,analyses,andcontrol[J].IEEETransactiononCircuitsandSystems,2008,55(11):3733-3743.GrbovicPetarJ,DelaruePhilipe,MoignePh