一種多通道線性化c-oa跨導(dǎo)放大器的設(shè)計(jì)

在線a-d矩陣由幾個(gè)低分辨率的子a-d矩陣（每級(jí)分辨率為1.5）組成。模擬信號(hào)從第一個(gè)子a-d窗口輸入，并將其轉(zhuǎn)換為相應(yīng)的低分辨率數(shù)字輸出。然后，在相應(yīng)的情況下，將錯(cuò)誤誤差的余量轉(zhuǎn)移到下一個(gè)子a-d窗口，并執(zhí)行類(lèi)似的轉(zhuǎn)換。根據(jù)上述步驟，所采樣的模擬信號(hào)和每個(gè)一級(jí)子a-d窗口將生成對(duì)應(yīng)的序列數(shù)字輸出。經(jīng)過(guò)適當(dāng)?shù)挠?jì)算，這些低分析率數(shù)字輸出值可以得到最終的分辨率數(shù)字輸出值。為了便于對(duì)后級(jí)進(jìn)行轉(zhuǎn)換，必須將信號(hào)的接收幅度設(shè)置為適當(dāng)?shù)恼穹Ｒ虼?在流水線A/D轉(zhuǎn)換器中,除了需要比較器外,還需要可進(jìn)行精確減法和增益功能的電路.這些功能完全可通過(guò)一個(gè)以O(shè)TA為核的開(kāi)關(guān)電容增益結(jié)構(gòu)完成.該OTA的性能指標(biāo)完全由流水線A/D轉(zhuǎn)換器的整體性能(轉(zhuǎn)換速率和精度)決定,此外,在整個(gè)A/D結(jié)構(gòu)中,對(duì)第一級(jí)中的OTA性能要求最為嚴(yán)格.對(duì)后面各級(jí)的OTA可采用按比例縮小的原則設(shè)計(jì),以期達(dá)到最小的功耗.對(duì)于10位分辨率、30MHz采樣頻率的流水線式A/D轉(zhuǎn)換器,其OTA需要滿足和希望獲得的性能指標(biāo)見(jiàn)表1.1電容.模型設(shè)計(jì)一個(gè)放大器首先是要根據(jù)其用途選擇一種合適的電路結(jié)構(gòu).對(duì)用于高速、高精度A/D轉(zhuǎn)換器的放大器,希望其在低的電源電壓下有盡可能高的動(dòng)態(tài)范圍,還要考慮諸如建立時(shí)間、輸入共模范圍、輸出擺幅、共模抑制比、電源抑制比、功耗等方面性能的限制.圖1是目前常見(jiàn)的幾種放大器結(jié)構(gòu).圖1(a)是一種簡(jiǎn)單的兩級(jí)放大器,它的差分輸出擺幅是2Vsup-4Vds,sat,其中Vsup是電源電壓,Vds,sat是使晶體管工作在飽和區(qū)的最小Vds.顯然它的輸出擺幅在各種放大器結(jié)構(gòu)中是最大的.該結(jié)構(gòu)的首要缺點(diǎn)是頻率特性差,因?yàn)樗姆侵鳂O點(diǎn)是gm6/CL,其中g(shù)m6是M5、M6的跨導(dǎo),CL是負(fù)載電容.在電路偏置給定的情況下,它的次主極點(diǎn)完全由負(fù)載電容決定,這使其帶寬較小,速度受到限制.這種電路的其他缺點(diǎn)是功耗較大,電源抑制比(PSRR)和共模抑制比(CMRR)差.圖1(b)是套筒-級(jí)聯(lián)OTA,它的優(yōu)點(diǎn)是:頻率特性好(帶寬很寬);在各種放大器結(jié)構(gòu)中功耗最低.它之所以有很寬的帶寬,是由于它的次主極點(diǎn)由M3、M4的跨導(dǎo)gm3決定,其值約為gm3/CL1,其中CL1是M3或M4源極節(jié)點(diǎn)的寄生電容.由于圖1(b)中的CL1要遠(yuǎn)小于圖1(a)中的CL,故圖1(b)的次主極點(diǎn)要遠(yuǎn)大于圖1(a)中的次主極點(diǎn).所以這種結(jié)構(gòu)的帶寬更寬、速度更快.此外,由于這種結(jié)構(gòu)只有兩條電流支路,因此在所有結(jié)構(gòu)中功耗最低.該電路的缺點(diǎn)是信號(hào)的共模輸入范圍和輸出擺幅太小.如圖1(b)所示,為了保證電路正常工作,所有的管子都必須工作在飽和區(qū).在這種情況下,它的輸出擺幅為2Vsup-10Vds,sat-6Vmargin,其中Vmargin是為防止工藝偏差造成管子進(jìn)入線形區(qū)而設(shè)定的電壓安全裕度.該結(jié)構(gòu)的共模輸入范圍是VT+Vds,sat<Vincom<Vb2,其中VT是M9的閾值電壓,Vincom是共模輸入電壓,Vb2是M3、M4柵極的偏置電壓.在低電源電壓下,這種結(jié)構(gòu)的輸出擺幅和共模輸入范圍是難以達(dá)到要求的.圖1(c)是折疊-級(jí)聯(lián)OTA,因?yàn)樗拇沃鳂O點(diǎn)也是由內(nèi)部有源負(fù)載管的跨導(dǎo)和內(nèi)部節(jié)點(diǎn)的寄生電容決定,即為gm7/CL1,其中CL1是M9、M10漏極節(jié)點(diǎn)的寄生電容值,所以它的頻率特性和套筒-級(jí)聯(lián)結(jié)構(gòu)相近.它的輸出擺幅為2Vsup-8Vds,sat-4Vmargin,共模輸入范圍是VT+Vds,sat<Vincom<Vsup,兩者都遠(yuǎn)大于套筒-級(jí)聯(lián)結(jié)構(gòu)的對(duì)應(yīng)值.由于它有4條電流支路,所以它的功耗要大于套筒-級(jí)聯(lián)結(jié)構(gòu).從應(yīng)用角度考慮,我們?cè)O(shè)計(jì)的放大器將來(lái)會(huì)用于更低的電源電壓,并要求有盡可能快的速度,大的輸出擺幅和共模輸入范圍.對(duì)比以上3種結(jié)構(gòu),并對(duì)性能和功耗折衷考慮,我們認(rèn)為折疊-級(jí)聯(lián)OTA更接近要求.2優(yōu)化和分析電路結(jié)構(gòu)在上一節(jié)中,我們選定的折疊-級(jí)聯(lián)基本結(jié)構(gòu)尚不能完全滿足要求,為此,我們?cè)谶@種結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上進(jìn)行了一些改進(jìn),改進(jìn)后的結(jié)構(gòu)如圖2所示.2.1電路改進(jìn)設(shè)計(jì)除去共模反饋電路(CMFB)和偏置電路,改進(jìn)后的電路共有20個(gè)晶體管.電路由從前的N管差分對(duì)輸入變?yōu)镻管差分對(duì)輸入,輸入差分對(duì)的負(fù)載以前是P管的跨導(dǎo),現(xiàn)在變?yōu)镹管的跨導(dǎo).由于在同樣的條件下,N管的跨導(dǎo)約是P管跨導(dǎo)的2.5倍.所以M7或M8漏極處產(chǎn)生的極點(diǎn)的頻率gm7/CL1(gm7是M7或M8的跨導(dǎo),CL1是M1或M2漏極節(jié)點(diǎn)的總電容)約為以前的2.5倍.可見(jiàn)頻率性能得到了相當(dāng)?shù)母纳?此外由于P管產(chǎn)生的噪聲要小于N管產(chǎn)生的噪聲,所以這種結(jié)構(gòu)的噪聲性能也要好于N管輸入的結(jié)構(gòu).由于輸入管的跨導(dǎo)減小,整個(gè)電路的直流增益要降低,但即使這樣,直流增益也足以滿足我們的要求,可見(jiàn)這種對(duì)直流增益進(jìn)行折衷而改善頻率特性和噪聲性能的做法是可取的.另一點(diǎn)改進(jìn)是輸入差分對(duì)的恒流源由以前的單個(gè)P管變?yōu)?個(gè)級(jí)聯(lián)P管.這樣改進(jìn)后可顯著增加PSRR和CMRR,但也使輸入范圍有所減小,不過(guò)這仍可滿足我們的設(shè)計(jì)要求.在原有的電路結(jié)構(gòu)中還加入了2個(gè)管子M19和M20,這2個(gè)管子在輸入小信號(hào)時(shí)并不工作,只是當(dāng)輸入為大的階躍信號(hào)時(shí)才對(duì)兩個(gè)輸入管的漏極電位進(jìn)行鉗制,以減小漏極瞬態(tài)電壓的變化.如果沒(méi)有這兩個(gè)管子,折疊OTA從壓擺率限制區(qū)脫離出來(lái)的時(shí)間要相對(duì)長(zhǎng)一些,從而使大信號(hào)建立特性變差.最后,為了進(jìn)一步增大輸出擺幅和直流增益,在原有結(jié)構(gòu)的輸出級(jí)后又增加了一級(jí)共源放大器.這樣在放大器內(nèi)部(M7或M8的漏極)出現(xiàn)了一個(gè)高阻節(jié)點(diǎn),從而引入一個(gè)新的低頻極點(diǎn),因而需要對(duì)電路進(jìn)行補(bǔ)償,其補(bǔ)償方式類(lèi)似于兩級(jí)放大器.2.2壓擺率的計(jì)算和正負(fù)系統(tǒng)設(shè)計(jì)設(shè)計(jì)一個(gè)放大器,首先要根據(jù)最基本的指標(biāo)初步定出它的靜態(tài)偏置,并在以后的設(shè)計(jì)中根據(jù)其他的性能要求對(duì)靜態(tài)偏置進(jìn)一步調(diào)整.根據(jù)要求,該電路需要在12ns的時(shí)間內(nèi)使2.24V的差分階躍信號(hào)建立到終值的99.9%.若設(shè)建立時(shí)間的前5ns由壓擺率決定.則壓擺率要達(dá)到如下值:階躍信號(hào)幅度壓擺率決定的時(shí)間=25=400V/μs.階躍信號(hào)幅度壓擺率決定的時(shí)間=25=400V/μs.假定負(fù)載電容和補(bǔ)償電容都近似為2pF,則為使壓擺率達(dá)到400V/μs,各條支路的電流應(yīng)近似定為:I(M11)=800μA,I(M13)=I(M15)=400μA,I(M17)=I(M18)=1.2mA.根據(jù)各條支路的偏流可定出各管的跨導(dǎo)和漏極等效電阻,進(jìn)而可計(jì)算出整個(gè)電路的直流增益為:Aν=gm1{[gm7·ro7(ro3//ro4)]//[gm14·ro13·ro14]}·gm9(ro9//ro11).為了使放大器穩(wěn)定地偏置在所期望的條件下,需要對(duì)偏置電路精心設(shè)計(jì).圖3(見(jiàn)第82頁(yè))是我們?cè)O(shè)計(jì)的偏置電路.這個(gè)電路提供了全差分放大器和共模反饋電路需要的所有的偏置電壓.2.3采樣-保持電路在折疊級(jí)和共源輸出級(jí)的輸出端各有一個(gè)高阻節(jié)點(diǎn),它們將產(chǎn)生一對(duì)頻率接近的主極點(diǎn)和次主極點(diǎn),這會(huì)引起閉環(huán)特性不穩(wěn)定,為此需要對(duì)電路進(jìn)行補(bǔ)償.最簡(jiǎn)單的補(bǔ)償方法是在放大器的兩個(gè)輸出端和M7、M8之間各接一個(gè)Miller補(bǔ)償電容.補(bǔ)償后的主次極點(diǎn)是:P1=?1gmCcR1R2?P2=?gmCcC1C2+C2Cc+C1Cc.(1)Ρ1=-1gmCcR1R2?Ρ2=-gmCcC1C2+C2Cc+C1Cc.(1)此外,還將在右半平面產(chǎn)生一個(gè)零點(diǎn)gm/Cc,這個(gè)零點(diǎn)的模值和次主極點(diǎn)的模值較為接近,故將使電路在開(kāi)環(huán)情況下,單位增益帶寬處的相位裕度變小.為了消除這個(gè)零點(diǎn)的影響,可在Miller補(bǔ)償電容和輸出節(jié)點(diǎn)之間串聯(lián)一個(gè)電阻,這時(shí)的零點(diǎn)變?yōu)?Z=1Cc(1/gm?Rz)?(2)Ζ=1Cc(1/gm-Rz)?(2)而極點(diǎn)基本不變,適當(dāng)選取Rz的值,可將零點(diǎn)移到很高的頻率,從而不再影響相位裕度.由于這個(gè)放大器將用在采樣-保持電路中,所以我們最關(guān)心的是它對(duì)階躍輸入信號(hào)的建立時(shí)間.設(shè)當(dāng)輸入端的差分信號(hào)大于飽和壓降Vds,sat時(shí)為壓擺率建立時(shí)間,小于Vds,sat時(shí)為線性建立時(shí)間,通過(guò)對(duì)壓擺率公式:SR=IXMCc=IXMgm1ωu,(3)SR=ΙXΜCc=ΙXΜgm1ωu,(3)跨導(dǎo)公式:gm1=2IddVGS?VT=2IddVds,sat?(4)gm1=2ΙddVGS-VΤ=2ΙddVds,sat?(4)及單極點(diǎn)線性階躍響應(yīng)公式:VO=V∞(1?e?tτ)(5)VΟ=V∞(1-e-tτ)(5)聯(lián)立,可得總建立時(shí)間為tsettle=2ωu(ViVds,sat?12fFB)?1fFBωuln(ξViVds,sat).(6)tsettle=2ωu(ViVds,sat-12fFB)-1fFBωuln(ξViVds,sat).(6)上式的第一項(xiàng)為壓擺率建立時(shí)間,第二項(xiàng)為線性建立時(shí)間.IXM是輸入級(jí)對(duì)補(bǔ)償電容的最大充電電流;ωu是開(kāi)環(huán)響應(yīng)的單位增益帶寬;gm1是輸入級(jí)的跨導(dǎo);VGS、VT、Idd分別是輸入管在靜態(tài)時(shí)的柵源電壓、閾值電壓和漏極電流;fFB是閉環(huán)反饋因子,在用于實(shí)際的采樣-保持電路時(shí),它的值大約為0.25;τ是時(shí)間常數(shù),其值為1/(fFB·ωu);Vds,sat的值一般被設(shè)計(jì)在100mV;ξ是建立精度,其值是0.1%;Vi是輸入端的最大差分信號(hào)擺幅,它的值是1.12V,與之相應(yīng)的輸出端最大擺幅是2.24V.若tsettle為12ns,則根據(jù)上式可求出ωu的值為3.7Grad/s,對(duì)應(yīng)的頻率是580MHz,這個(gè)值就是我們期望達(dá)到的單位增益帶寬.上面的推證要滿足兩點(diǎn)假設(shè):總的壓擺率僅由第一級(jí)的壓擺率決定,而與共源輸出級(jí)的壓擺率能力無(wú)關(guān).通過(guò)使I2>I1(CC+CLCC)Ι2>Ι1(CC+CLCC),就可滿足上述假定.其中I1是折疊OTA級(jí)的偏置電流,I2是共源輸出級(jí)的偏置電流.放大器的次主級(jí)點(diǎn)頻率要等于或大于放大器的單位增益帶寬,仿真證明,這一點(diǎn)也是可以滿足的.有必要說(shuō)明的是:我們?cè)O(shè)計(jì)的放大器要用于反饋因子為0.25的閉環(huán)反饋網(wǎng)絡(luò),因此相位裕度應(yīng)在開(kāi)環(huán)增益為12dB(4倍)處測(cè)量.由于我們期望的次主極點(diǎn)要大于單位增益帶寬,因此在12dB處的相位裕度要大于70度,在這樣大的相位裕度下,對(duì)階躍信號(hào)的線性建立過(guò)程完全可按單極點(diǎn)情況進(jìn)行分析.2.4輸出級(jí)的cmfb-vg/kfb電路在這個(gè)電路中,折疊-級(jí)聯(lián)輸入級(jí)和共源輸出級(jí)各用了一個(gè)獨(dú)立的共模反饋電路(CMFB).折疊級(jí)的電路見(jiàn)圖5(a),VD1、VD2分別接折疊級(jí)的兩個(gè)輸出端,VC2是共模參考電平.這個(gè)電路和M3、M4共同構(gòu)成一個(gè)閉環(huán)負(fù)反饋回路,使折疊級(jí)出端的共模電平近似等于VC2.輸出級(jí)的CMFB電路見(jiàn)圖5(b),Vg接輸出級(jí)共模采樣端(輸出共模電平通過(guò)兩個(gè)相等的電阻RZ1、RZ2采樣),VCOMREF是共模參考電平.這個(gè)電路和M17、M18共同構(gòu)成一個(gè)閉環(huán)負(fù)反饋回路,使共源輸出級(jí)的共模電平近似等于VCOMREF.由于這兩級(jí)CMFB電路的內(nèi)部都是低阻抗節(jié)點(diǎn),因此可達(dá)到較大的開(kāi)環(huán)單位增益帶寬.一般情況下,只要共模輸入信號(hào)的帶寬小于CMFB的單位增益帶寬就可保證電路共模電平穩(wěn)定.3全差分ota的仿真結(jié)果表2是對(duì)一些重要的性能參數(shù)在3種工藝條件下的仿真結(jié)果.圖5是電路在TTT情況下的幅頻特性和相頻特性曲線,圖6是電路在TTT情況下對(duì)階躍輸入信號(hào)的瞬態(tài)響應(yīng)特性曲線,圖7是電路在TTT情況下的轉(zhuǎn)移特性曲線(表2、圖5、圖6、圖7均見(jiàn)第84頁(yè)).從以上仿真結(jié)果可以看出,電路的主要性能都達(dá)到或超過(guò)了我們提出的設(shè)計(jì)指標(biāo).本文設(shè)計(jì)的全差分OTA是一個(gè)兩級(jí)結(jié)構(gòu),第一級(jí)是以PMOS為輸入管的折疊套筒結(jié)構(gòu),第二級(jí)是共源增益級(jí).仿真結(jié)果表明,在不同的仿真條件下,該電路的性能均滿足設(shè)計(jì)要求,且有較大的工藝安全裕度,其功耗不到15mW.我們認(rèn)為從性能與功耗折衷的角度考慮,