一種24ghz可變增益跨阻放大器的設計

1射頻跨阻放大器工作原理近年來，由于c電路成本越來越低，集成度越高，它已廣泛應用于模擬電路的設計中，尤其是高頻電路。傳統的CMOS集成電路設計通常采用電壓模式。近20年來,由于電流模式電路在速度、帶寬、動態范圍等方面有更加優良的性能,可以解決電壓模式電路所遇到的一些難題,所以電流模式電路逐漸發展起來。然而,電流模式電路并不能完全取代電壓模式電路,兩者是互補、相互依存發展的。本文設計的射頻跨阻放大器是一種電流-電壓轉換放大器,不僅可實現電流-電壓信號轉換,還可以提供高增益。跨阻放大器是電流模式電路與電壓模式電路銜接的橋梁。圖1所示為典型的電流模式射頻發射機原理。從電流模式混頻器出來的電流模式調制信號是一個小信號,在通過天線發射出去之前,必須轉換成一個放大的電壓信號。增益可調技術一般用于低噪聲放大器,但是,在電流模式發射機中,它的作用也是非常突出的。如果接收機與發射機距離近,發射機發送的調制信號應該是一個弱信號,以防止接收機前端接收電路由于信號強度太大而飽和,影響信號接收;如果接收機與發射機距離遠,發射機發送的調制信號必須是一個強信號,以防止由于接收距離遠而導致信號衰減過大,影響接收。所以,發射機后端的射頻跨阻放大器最好是增益可控。當接收機距離發射天線近時,射頻跨阻放大器工作在低增益模式;當接收機距離發射天線遠時,射頻跨阻放大器工作在高增益模式。本文設計了一種電流復用與共源共柵結構相結合的增益可調射頻跨阻放大器。該放大器工作在2.4GHz,工作電壓為1.3V,功耗僅為6.38mW,噪聲系數僅為1.061dB,最高增益為18.27dB,增益可控范圍達15dB,輸入、輸出匹配及反向隔離度S11、S22、S12分別為-56.88dB、-36.99dB和-37.66dB。2大器的電路結構圖2是本文提出的可變增益射頻跨阻放大器的電路結構。電路主要由兩級放大組成,第一級是電阻反饋式電流復用結構,第二級是差分式共源共柵放大結構。2.1阻抗匹配的一般模型電阻反饋式電流復用結構實際上是一個基本的跨阻結構。通過分析簡單的電阻反饋放大器,可推導出電阻反饋式電流復用結構的特征。圖3所示為一個電阻反饋輸入放大器,圖4是其簡化模型。從圖4的簡化模型可以得到增益(AV)、噪聲系數(NF),以及輸入阻抗匹配(Zin)的表達式:式中,gm是場效應管M的跨導,RL和RF分別是負載電阻和反饋電阻。假設此電路后面連接一個內部阻抗為RS的源極跟隨器。圖5所示為電阻反饋式電流復用結構。使用電流復用結構,在與圖3同樣的偏置電流下,總跨導從gm增加到gmN+gmP。此時,方程(1)、(2)、(3)一樣可以表示圖5所示電路的增益(AV)、噪聲系數(NF)和輸入阻抗匹配(Zin),其中,RL、gm分別用表1中的值替代。如圖5所示,用一個NMOS管替換反饋電阻RF,此結構就是增益可變的。電阻反饋式電流復用結構是一個基本的跨阻放大結構,在理想的跨阻放大器中,跨阻增益幾乎就等于反饋電阻。此NMOS管的等效電阻為:由(4)式可知,VGS隨VC變化,等效電阻rds是可變的。所以,此結構的跨阻增益也將隨VC變化。2.2等效輸出電阻差分式共源共柵電路如圖6所示。此差分式共源共柵放大結構的差模增益可以表示為:式中,gm5、gm6、gm7、gm8分別表示M5、M6、M7、M8的跨導,ro5、ro6、ro7、ro8分別表示M5、M6、M7、M8的等效輸出電阻。由(5)式可知,差分式共源共柵放大結構的差模增益與M5的跨導gm5或M6的跨導gm6成正比。式中,K′是跨導系數,W和L分別表示M5和M7的溝道長度和寬度,ID是共源共柵結構的漏極直流電流,λ是M5和M7的溝道長度調制參數,Vds5和Vgs5分別是M5的漏-源、柵-源電壓。當VC變化時,gm5、gm6、gm7、gm8都將變化。所以,從以上方程可知,通過控制電壓VC的大小,可以調節增益的變化。3電壓vc穩定在0.5v時的仿真本文提出的差分式共源共柵可變增益RFTIA在0.18μmCMOS工藝下進行仿真分析。完整的RFTIA電路如圖2所示,電路工作在2.4GHz,整個電路的功耗為6.38mW,圖7到圖9所示為掃描電壓VC從0.5V變化到0.7V時放大器S參數及噪聲系數的仿真結果。由結果可知,連續增益變化范圍大約為15dB,噪聲系數不超過5dB,且電壓VC的變化并不影響輸入匹配參數S11。圖10到圖12是VC穩定在0.7V下的仿真結果,此時,噪聲系數僅為1.061dB,增益(S21)為18.27dB,輸入、輸出匹配S11、S22分別為-56.88dB和-36.99dB。結果顯示,在噪聲與功耗都很低的情況下,此RFTIA達到較好的輸入輸出匹配和高增益,符合設計要求。4工藝下的仿真設計了一種2.4GHz可變增益差分式跨阻放大器,在0.18μmCMOSRF工藝下進行仿真,整個電路采