mri梯度放大器的設計與研究

1從交流模式到系統運行模式的轉變magneticreceive（mri）技術已經取得了很大的進步，包括mri。梯度電源技術也在不斷進步，它經歷了線性電源模式、混合模式到開關電源模式的轉變。高速功率半導體器件的出現使開關模式的梯度電源已成為市場的主流。梯度電源為梯度線圈供電以產生成像所需的梯度磁場，其性能對梯度磁場的上升時間、梯度場強度、線性度等指標都起到了決定性的作用，直接影響到成像時間和成像質量。隨著快速成像的迅速發展，尤其是高速成像序列對梯度電源提出了很高要求，要求其在1ms時間內甚至更短時間內達到幾十到幾百安培的電流強度，同時穩態紋波直接關系成像質量，要達到毫安級。本文根據正在研制的一套MRI設備的梯度系統的指標要求，設計了雙電平結構梯度放大器，對其進行了仿真和實驗研究。2帶模型結構的兩級電平結構MRI的梯度系統產生疊加到主磁場的梯度磁場，達到片選、相位編碼和頻率編碼的目的，從而獲得成像物體的位置信息。圖1示出梯度放大器的典型波形。梯度線圈一般包括x,y,z方向3套線圈。梯度電源的主要負載為梯度線圈，梯度線圈的電感Lgc值一般在數百微亨；梯度線圈的電阻Rgc值一般為幾十毫歐，其電路模型可等效為Lgc和Rgc串聯，即：由式（1）可見，在電流快速上升和下降階段，應該在負載線圈的兩端提供很高的電壓，而在輸出梯度波形的穩態階段，只需補充很小的電壓，就能消耗梯度線圈毫歐級的電阻能量。因此，為了輸出高精度的梯度電流，采用兩個電壓等級為梯度線圈供電，根據電流上升率決定由哪一級電平來輸出功率，這是一種合理的選擇。為獲得四象限運行特性，開關模式梯度電源一般采用H橋為功率輸出的基本結構。圖2示出本文采用的兩級電平結構梯度電源主電路拓撲結構。其輸出濾波器由濾波電感L、濾波電容C和阻尼電阻Rc組成；H橋由VT1～VT4構成；選擇環節由VT5,VT6構成，用以對高壓電源Uh和低壓電源Ul進行選擇；直流電壓源由整流電路獲得。3濾波器的選擇表1示出現有系統的3套梯度線圈測量參數表。根據該參數表，首先確定仿真Lgc=0.5mH,Rgc=0.05Ω，梯度電流幅值Igc=150A，上升到穩態電流的時間為0.5ms。根據上述確定的Lgc、電流上升時間和最大穩態電流值參數，可確定高電平等級Uh′=150V，考慮到電阻消耗和裕量，選擇Uh=200V;Ul主要用于補償電阻損耗和解決超調，因為Ul的大小直接關系到穩態紋波的大小，所以該參數在能夠滿足電流回調和補充能量損耗的基本要求下越小越好?？刂浦芷诼蔜s=50μs，設在電流上升的最后一個控制周期占空比誤差達到0.1，即：設允許處理超調的最短時間為0.2ms，則定為5V即可，但考慮電路中各環節可能存在的電阻，設其為0.1Ω，而電流為150A，則這一項需要的電壓為15V，綜上考慮選擇20V的低電平。濾波器設計綜合考慮以下幾點，首先保證輸出能夠滿足電流上升率的要求，濾波電感應滿足：其次，在滿足濾除開關頻率fs紋波的同時還要不影響梯形波所含頻率分量的幅值和相位。根據對上升時間為0.5ms梯形波的頻譜分析，其頻帶集中于2kHz以內，所以濾波器的諧振頻率f1應滿足2kHz塏f1塏20kHz。根據LC濾波器的傳遞函數和濾波器的波特圖分析，取f1=9kHz附近可滿足上述要求。經過設計計算，主電路仿真參數設計為：fs=20kHz,L=75μH,C=1μF,Rc=1Ω，Lgc=0.5mH,Rgc=0.05Ω。直流源端電容的參數關系到儲能量，其主要作用是平滑電壓波形，足夠大的電容值才能保證輸出電壓的相對平穩。仿真中高電平端和低電平端都用了20mF的電容。實驗中選用電容還要綜合考慮其耐紋波電流及等效串聯電阻等參數。4pi控制輸出正弦波的分段設置本文直接以負載線圈的電流為控制目標，為了便于濾波器設計，選擇了固定fs的電流型控制方式，同時為了提高響應速度，在PI控制的基礎上增加了前饋環節，圖3示出具體的控制框圖。該電路拓撲的主要工作原理是Uh在負載電流需要快速變化時，提供能量；Ul在負載電流變化不快時，補充線圈的能量損耗，從而達到電流上升速度快，穩態精度高的目的。對于梯度電源的典型電流輸出梯形波來說，電流迅速變化時，選擇Uh工作；電流穩態時，選擇Ul工作。對于其它輸出電流波形，也可根據di/dt的大小和所設計的兩級電平的供電能力來判斷選擇采用由哪一級電平來供電。PI控制具有穩態精度快，控制簡單的優點，但因兩級電平的電路結構特點，輸出梯度電流時，電源互相切換，應對前一段時間的積分進行適當調整，才能更好地保證輸出波形的精確性。另外，PI控制的比例積分系數的設定和所選用的電平與di/dt的正負都有關系，所以PI系數必須根據輸出電流的波形分段設置。圖4給出PI控制輸出正弦波的分段控制示意圖。用以輸出正弦電流來說明電平選擇、PI系數設置和不同時段VT1～VT4的開關狀態設置。由圖可見，輸出電壓的開關狀態與負載線圈的電流方向有著密切的關系，每個時段的續流狀態有兩種，一般都選擇其中的一種，根據前述控制算法計算出每個控制周期圖2中a,b兩點所需的輸出電壓，再轉換為占空比和每周期導通時間ton，每個控制周期一個開關動作，可輸出所需電壓。為了減小電流紋波，常用兩路或多路H橋并聯的方法。本文通過改進PWM策略，將每周期的ton用兩次不同的續流狀態一分為二，從而達到fs不變，電壓頻率加倍的效果。圖5示出負載電流以圖2所示正方向增大時，VT1和VT4的導通時序及a,b兩點間的輸出電壓uab波形?？梢?，uab的頻率是fs的兩倍，這將在低壓供電基礎上進一步降低穩態電流紋波。其它時段的開關器件導通時序可類推。5加入前饋控制的igc仿真波形基于雙電平主電路結構進行了上升時間為0.5ms，以及4個不同幅值的梯形波電流仿真。圖6a示出PI控制下不同穩態電流值的輸出電流igc仿真波形，也可針對不同幅值的波形分別調節PI系數，以獲得更為精確的波形，在控制中加入前饋環節可獲得更快的響應速度。圖6b示出加入前饋與PI控制相結合的igc仿真波形。在電流上升階段顯示了加入前饋控制后效果明顯。圖6c,d示出幅值為75A，頻率為200Hz時的igc和a,b兩點輸出電壓uab仿真波形?？刂频母黜梾涤脠D4方法設置。圖6e,f示出兩種不同PWM策略下，75A梯形波時igc的紋波的仿真波形?？梢?，改進后的新PWM策略大大降低了“平頂”時段的電流紋波。表2給出根據仿真結果進行數據分析的兩種開關策略的開關紋波有效值比較?？梢?，提高fs和降低系統損耗是進一步減小紋波的有效途徑。6控制系統設計按圖2主電路拓撲制作了兩級電平結構的梯度電源實驗平臺。主開關器件選用了100A/600VCM100DY-12H型IGBT；選擇兩級電平的儲能電容C1=20.4mF,C2=60mF；直流高電平調在75V，低電平調在20V；輸出端的L=162.5μH,C=2μF,Rc=2Ω；Lgc=0.325mH?？刂葡到y包括主控制器和外圍控制電路兩部分。主控制器及其A/D模塊主要完成信號采集及轉換，實現控制算法并產生IGBT脈沖序列。中央處理器選擇了高速數字處理器DSP芯片TMS320F2812，具有12路PWM輸出。外圍控制電路包括信號調理與保護電路、IGBT觸發電路?？紤]到開關器件的額定電流等限制因素，在上述實驗平臺上實現了在0.5ms電流上升到60A的閉環控制，圖7a示出實驗產生的梯度波形。圖7b,c示出fs=20kHz，穩態輸出電流為30A時兩種PWM策略下測量其交流紋波電流iw的實驗結果。可見，改進PWM策略后，紋波頻率加倍，同時幅度大大降低。通過對負載電流實驗數據作頻譜分析，原PWM策略得到的電流紋波集中在20kHz，總紋波有效值為0.055A；改進后的PWM策略得到的電流紋波集中在40kHz，總紋波有效值為0.029