利用疊印點光纖光柵實現寬譜微波信號光子信道化接收

1基于疊印調整的寬譜微波光子信號接收在電子戰爭中，存在著各種各樣的無線環境，例如高分辨率寬、需要處理的信號種類。理想的電子戰接收機除了具有大瞬時帶寬、大動態范圍、多信號并行處理能力外,還必須能對接收到的大量信息進行實時或準實時處理。但是傳統的電子微波頻率測量速度慢、體積龐大、帶寬小。微波信號的光學處理能夠克服電信號處理電路中信號取樣和控制速度的局限,提供更高的頻率測量范圍,實現實時寬帶信號的接收處理。文獻提出的信道化接收機采用并行模式,利用一系列的啁啾相移光柵分別對信號源進行分離,雖然能夠實時檢測,但是其系統結構復雜,實際應用性不高。文獻提出的方法避免了復雜的光柵陣列結構。利用光頻梳(OFC)、電光調制器、光梳狀濾波器與波分復用(WDM)解復用器實現信道化接收。這些方法的難點在于OFC和梳狀濾波器的實現。OFC的產生有多種方法,利用激光器陣列雖然線寬窄,但是隨著待測信道數的增加,光源也隨之增加,復雜度與代價高。對單光源進行非線性調制產生OFC需要多個調制器級聯,且自由光譜區(FSR)受限于調制器帶寬與微波源頻率,產生的OFC個數有限。寬譜濾波產生的OFC具有較寬的線寬,其幅度與相位噪聲較大,只能用作微波頻率估測。梳狀濾波可以利用法布里-珀羅(F-P)濾波器實現,F-P濾波器可以分成光纖型、液晶型、微型電動機械型和固體型。其中美國MicroOptics公司生產的FFP-TF2濾波器最具有代表性,它具有性能穩定、精細度高的優點,但是該光纖濾波器價格高,且較為脆弱。光纖布拉格光柵(FBG)具有全光纖結構、低插入損耗、潛在的低成本等諸多優點,其在光纖通信中有廣闊的應用前景。基于FBG的F-P腔具有優良的濾波特性,可用作光纖激光器和高精細度的選頻器。本文提出了利用疊印啁啾光纖布拉格光柵(S-CFBG)實現寬譜微波信號光子信道化接收的方法。疊印啁啾光柵分別用于OFC產生與邊帶濾波。仿真實現了測量范圍為0～20GHz,測量精度為0.5GHz的寬譜微波光子信道化接收系統。實現了不同射頻(RF)載波攜帶數據信息的實時檢測,對不同接收功率情況下的誤碼性能進行分析。2寬譜信號頻率的實時探測微波光子信道化接收機結構如圖1所示。圖中PC為偏振控制器,PD為光電檢測器。S-CFBG具有極窄透射峰,可以對光纖激光器中的縱模進行選頻。設計振蕩腔長、反射濾波器帶寬與非抽運摻鉺光纖長度,可以實現OFC的產生,且其輸出波長與S-CFBGⅠ透射峰相同,線寬可小于10MHz。接收的微波信號被馬赫-曾德爾調制器(MZM)調制到每個OFC的邊帶上。MZM偏置在最小傳輸點(MITP)來抑制光載波,在小信號情況下,接收的電信號經過調制后只有±1階邊帶產生。圖1(a)有多個頻譜,實線、虛線、點劃線分別表示3個待探測信號的頻率。圖1(b)為載波抑制調制后光譜,表示電信號到被調制到每個OFC的±1階邊帶上。一個具有梳狀傳輸特性的S-CFBGⅡ用來濾出特定的邊帶信號。OFC(S-CFBGⅠ)的FSR1和濾波器(S-CFBGⅡ)的FSR2有一定的頻差,這樣二者會有遞增的頻率間隔,可以濾出不同頻率差的邊帶。最后利用一個WDM分離濾波后產生多信道,并利用PD陣列進行探測。如圖1所示,信道1中載波與濾波器的頻差為X,信道2中為2X…。當信道N中有與載波頻差NX的邊帶信號(頻率由NX的射頻信號電光調制產生),其會被S-CFBGⅡ濾出,將濾波后的信號通過WDM分離后分別進入PD,設置一個功率檢測門限,即可實現寬譜信號頻率的實時探測。測量的精確度為Δ=±|fFSR1?fFSR2|2,(1)Δ=±|fFSR1-fFSR2|2,(1)式中fFSR1表示S-CFBGⅠ的FSR1,fFSR2表示S-CFBGⅡ的FSR2。測量的范圍為fR=fFSR1/2.(2)fR=fFSR1/2.(2)圖2(a)為計算得到的S-CFBGⅠ與S-CFBGⅡ透射譜,其精細度約為500。光柵長度L為8cm,采用四階高斯切趾,啁啾量C為1.2nm/cm,折射率調制強度為6×10-4,兩次疊印的距離差為1.02mm(S-CFBGⅠ)與1.03mm(S-CFBGⅡ),其對應的FSR如圖2(b)所示,雖然FSR發生些許變化,但是相鄰反射峰的間隔保持在1GHz。根據(1)與(2)式可知,其可以用于頻率范圍為0～50GHz,分辨率為0.5GHz的信號檢測。圖2(c),(d)為圖2(a)中信道1與信道18的放大圖。可見二者透射峰的頻率差分別為1GHz與18GHz。3結果與討論3.1mzm偏置的激發特性為了評價該系統的性能,利用光纖通信系統商業仿真軟件搭建了光子信道化接收系統。圖3(a)為光纖激光器輸出的光譜,OFC的波長與S-CFBGⅠ的透射峰波長相同,光纖激光器輸出的光譜有19個頻梳,其線寬為10MHz,功率波動小于3dB。圖3(b)為微波信號調制后信道2與信道3的光譜,其中RF信號頻率分別為1,2,5,7,10GHz。MZM偏置在載波抑制模式,工作的小信號模式下,±1階邊帶的功率較其他邊帶的功率大20dB左右。圖4為S-CFBGⅡ透射譜與其濾波后輸出的光譜示意圖。其中RF信號頻率分別為1,2,5,7,10GHz。信道2中,2GHz對應的邊帶與S-CFBGⅡ透射譜重疊,其功率大于其他邊帶。信道3中,射頻信號對應的邊帶(3GHz無信號)與S-CFBGⅡ透射譜不重疊,所有邊帶均被抑制。圖5為調制頻率為1,2,5,7,10GHz與2,6,7,12,18GHz時S-CFBGⅡ濾波后輸出的光譜。可見,當RF信號對應的邊帶與S-CFBGⅡ透射譜重疊時,其功率大于其他信道15dB。將濾波后信號通過信道間隔為100GHz的WDM分離后分別進入PD,設置一個功率檢測門限,即可實現寬譜信號頻率的實時探測。3.2接收數據信息的誤碼性能實際應用中,基帶的數據信息可以上變頻到不同的RF頻率上進行傳輸。在這種情況下,不同的RF頻率作為載波攜帶信息。本文提出的信道化接收系統,還可以直接對不同RF頻率上攜帶的信息同時進行截取,無需傳統的電本振源陣列,其原理如圖6所示。假設S-CFBGⅠ與S-CFBGⅡ的FSR差為X,頻率為NX的射頻信號作為載波攜帶數據信息,被調制到光載波的邊帶上。經過S-CFBGⅡ濾波,在信道N中,光射頻載波與數據信息通過PD拍頻,可以直接得到基帶的數據信息。接收的電信號通過一個低通濾波器可以減小其他頻率信號的串擾,改善接收數據信息的誤碼性能。圖7為RF信號頻率為1,2,5,7,10GHz時,調制與濾波后信道2的頻譜放大圖,其中2GHz頻率上加載了速率為156.25Mbit/s的非歸零碼(NRZ)數據信息。信道2中2GHz對應的頻率具有一定的譜寬,這主要是加載信息所致。圖8為經過WDM分離、PD探測、帶寬為0.4GHz的低通濾波器濾波后接收光功率為-22,-20,-18dBm時,信道2的眼圖。信號的劣化一方面是由于光窄帶濾波器對數據信息的濾波作用,另一方面是由于光窄帶濾波不能完全抑制其他邊帶產生。該接收系統理想的S-CFBGⅡ應具有窄而平坦的高抑制比透射峰,其形狀近似為矩形。下面討論不同頻率的RF同時加載信息的情況下其誤碼率(BER)的差別。圖9為1,10,19GHz的頻率同時加載速率為156.25Mbit/s、數據信息不同的NRZ信號,信道化接收后在不同接收光功率時的誤碼率。不同頻率加載數據信息接收時誤碼率相差很小,偏差主要是由于OFC的功率波動、OFC與濾波器的小頻偏所致。相同情況下,接收的誤碼率與S-CFBG的反射峰帶寬和數據速率相關,與具體數據信息無關。加載信號的速率增加,其譜寬增加,經過S-CFBG窄帶濾波就會失去更多譜信息,其誤碼率會有所增加。4寬譜信號接收提出了利用S-CFBG實現微波光子信道化接收技術。利用FSR差為1GHz的兩個S-CFBGs分別實現了OFC產生與邊帶濾波。該方法不僅可以實現寬譜頻率測量,還可以實現寬譜多信道信息接收,實現了實時的電信號處理。建立了測量范