第二章智能儀器的輸入/輸出通道

及接口技術§2.1數據采集概述§2.2模擬信號調理§2.3量程自動轉換技術§2.4A/D轉換及接口技術§2.5數據采集系統設計及舉例§2.6數據采集系統誤差分析§2.7開關量輸入通道§2.8模擬量輸出通道§2.9開關量輸出通道§2.1數據采集概述

數據采集系統簡稱DAS

（DataAcquisitionSystem），是指將溫度、壓力、流量、位移等模擬量進行采樣、量化轉換成數字量后，以便由計算機進行存儲、處理、顯示或打印的裝置。多路模擬輸入通道數據采集系統

◆同時測量多種物理量或同一種物理量的多個測量點。多路模擬輸入通道可分為兩大類型： 集中式采集 分布式采集傳感器模擬信號調理數據采集電路微機系統圖、

數據采集系統的基本組成

一、多路模擬信號集中采集式

1.集中式數據采集系統的典型結構之一傳感器1傳感器2傳感器3調理調理調理模擬多路開關A/D計算機控制邏輯S/H多路共用采集電路分時采集2.集中式數據采集系統的典型結構之二傳感器1傳感器2傳感器3調理調理調理S/HS/H模擬多路開關S/HA/D計算機控制邏輯多路同步取樣共用A/D分時采集3.集中式數據采集系統的典型結構之三多通道同步采樣A/D，分時傳輸數據多通道獨立取樣A/D，有通道緩存通信接口上位機數據采集站1數據采集站2數據采集站3數據采集站N………………模擬信號或數字信號網絡式數據采集結構二、分布式采集請總結每種數據采集系統結構的主要特點！及適用場合?！?.2模擬信號調理

數據采集系統信號調理（SignalConditioning）的任務：實現非電量信號向電信號的轉換、小信號放大、濾波等；與軟件配合實現零點校正、線性化處理、溫度補償、誤差修正和量程切換等功能。傳感器前置放大濾波程控放大濾波采集電路

典型模擬調理電路的組成框圖

傳感器是信號輸入通道的第一環節，也是決定整個測試系統性能的關鍵環節之一。正確選用傳感器：明確所設計的測控系統對傳感器的技術要求；了解現有傳感器廠家有哪些可供選擇的傳感器，

自行設計傳感器

一、傳感器的選用將被測量→轉換后續電路可用電量：測量范圍：與被測量實際變化范圍相一致。測量精度：符合整個測試系統根據總精度要求而分配給傳感器的精度指標；轉換速度（帶寬）：符合整機要求；能滿足被測介質和使用環境的特殊要求，如耐高溫、耐高壓、防腐、抗振、防爆、抗電磁干擾、體積小、質量輕和不耗電或耗電少等；能滿足用戶對可靠性和可維護性的要求。(一)傳感器的主要技術指標對于一種被測量，常常有多種傳感器可以測量，例如測量溫度的傳感器就有：熱電偶、熱電阻、熱敏電阻、半導體PN結、IC溫度傳感器、光纖溫度傳感器等多種。在都能滿足測量范圍、精度、速度、使用條件等情況下，應側重考慮成本低、相配電路是否簡單、可靠性等因素進行取舍，盡可能選擇性價比高的傳感器。

(二)選用什么類型傳感器大信號輸出傳感器:

為了與A/D輸入要求相適應，傳感器廠家開始設計、制造一些專門與A/D相配套的大信號輸出傳感器。

傳感器傳感器傳感器小信號放大信號修正與變換濾波A/D微機微機I/V轉換V/F光電耦合小電流小電壓大電壓大電流圖、

大信號輸出傳感器的使用

2.頻率輸出式傳感器：采用頻率敏感效應器件構成，也可以由敏感參數R、L、C構成的振蕩器，或模擬電壓輸入經V/F轉換等。具有測量精度高、抗干擾能力強、便于遠距離傳送等優點。頻率量及開關量輸出傳感器的使用

傳感器放大整形光電隔離計算機傳感器整形光電隔離計算機頻率輸出開關量輸出

集成傳感器是將傳感器與信號調理電路做成一體。例如，將應變片、應變電橋、線性化處理、電橋放大等做成一體，構成集成壓力傳感器。采用集成傳感器可以減輕輸入通道的信號調理任務，簡化通道結構。

3.集成傳感器4.光纖傳感器：

這種傳感器其信號拾取、變換、傳輸都是通過光導纖維實現的，避免了電路系統的電磁干擾。光纖傳感器可以從根本上解決由現場通過傳感器引入的干擾。

放大器為什么要“前置”,即設置在調理電路的最前端？前置放大器的放大倍數應該多大？二、運用前置放大器的依據當傳感器輸出信號比較小，必須選用前置放大器進行放大。VIN

VOS前置放大器K0后級電路KVISVIN0

VON放大器噪聲分析總的等效輸出噪聲：總的等效輸入噪聲：假定不設前放時，輸入信號被電路噪聲淹沒，即：VIS＜VIN，加入前放后，希望VIS>V'IN，就必須使V'IN<VIN，為使小信號不被電路噪聲所淹沒，在電路前端加入的電路必須是放大器，即K0＞1，而且必須是低噪聲的，即該放大器本身的等效輸入噪聲必須比其后級電路的等效輸入噪聲低。因此，調理電路前端電路必須是低噪聲前置放大器。‘兩種調理電路的對比

（a）（b）由于

K＞1,所以，，調理電路中放大器設置在濾波器前面有利于減少電路的等效輸入噪聲。三、信號調理通道中的常用放大器儀用放大器程控增益放大器隔離放大器(一)儀用放大器

儀用放大器的基本結構

儀用放大器上下對稱，即圖中R1=R2，R4＝R6，R5＝R7。則放大器閉環增益為：假設R4=R5，即第二級運算放大器增益為1，則可以推出儀用放大器閉環增益為：由上式可知，通過調節電阻RG，可以很方便地改變儀用放大器的閉環增益。當采用集成儀用放大器時，RG一般為外接電阻。

在實際應用儀用放大電路過程中，重點考慮以下主要性能指標：

1.非線性度2.溫漂

3.建立時間4.恢復時間

5.電源引起的失調

6.共模抑制比

1.非線性度

它是指放大器實際輸出輸入關系曲線與理想直線的偏差。VIVO2.溫漂

溫漂是指儀用放大器輸出電壓隨溫度變化而變化的程度。

輸出電壓會隨溫度的變化而發生(1~50)

V/℃變化，這與儀用放大器的增益有關。3.建立時間

指從階躍信號驅動瞬間至儀用放大器輸出電壓達到并保持在給定誤差范圍內所需的時間。4.恢復時間指放大器撤除驅動信號瞬間至放大器由飽和狀態恢復到最終值所需的時間。放大器的建立時間和恢復時間是由頻帶寬度決定，直接影響數據采集系統的采樣速率。

放大器增益帶寬積指標5.電源引起的失調

指電源電壓每變化1%，引起放大器的漂移電壓值。儀用放大器一般用作數據采集系統的前置放大器，對于共電源系統，該指標則是設計系統穩壓電源的主要依據之一。6.共模抑制比CMRR=20logAdef/Acom共模電壓存在場合為了說明差分放大電路抑制共模信號的能力，常用共模抑制比作為一項技術指標來衡量，其定義為放大器對差模信號的電壓放大倍數Adef與對共模信號的電壓放大倍數Acom之比，稱為共模抑制比，英文全稱是CommonModeRejectionRatio，因此一般用簡寫CMRR來表示。差模信號電壓放大倍數Adef越大，共模信號電壓放大倍數Acom越小，則CMRR越大。此時差分放大電路抑制共模信號的能力越強，放大器的性能越好。當差動放大電路完全對稱時，共模信號電壓放大倍數Acom=0，則共模抑制比CMRR→∞，這是理想情況，實際上電路完全對稱是不存在的，共模抑制比也不可能趨于無窮大。

(二)程控增益放大器

程控放大器是常用部件，在許多實際應用中，為了在整個測量范圍內獲取合適的分辨力，常采用可變增益放大器。增益由儀器內置計算機的程序控制。這種由程序控制增益的放大器，稱為程控放大器。

程控放大器原理框圖

選用導通電阻小的模擬開關、精密電阻。PGA202/204等是增益1、10、100、1000四檔、由兩條TTL邏輯控制。(三)隔離放大器隔離模式：兩口隔離：信號輸入部分與信號輸出部分隔離；三口隔離：信號輸入部分、信號輸出部分、功率供給部分彼此隔離；三種隔離辦法：光隔離、電容隔離、變壓器隔離（電磁）。應用場合:高共模電壓場合：如電力線電流取樣、強電場中測量小范圍電壓差；測試現場干擾比較大的微弱模擬信號，而對信號的傳遞精度要求又高;多個系統不能共地.特點：1.能保護系統元件不受高共模電壓的損害，防止高壓對低壓信號系統的損壞。2.泄漏電流低，對于測量放大器的輸入端無須提供偏流返回通路。3.共模抑制比高，能對直流和低頻信號進行準確、安全的測量。GF289集成隔離放大器GF289典型接法

§2.3量程自動轉換技術

許多智能儀器的輸入信號動態范圍都很大，為了保證系統的測量精度，常常需要設計量程的自動轉換功能。自動量程轉換電路可以采用微計算機控制程控增益放大器的方法來實現，也可以通過控制模擬開關的切換來實現。自動量程轉換的一般要求 自動量程轉換是大多數通用智能測試儀器的基本功能。自動量程轉換能根據被測量的大小自動選擇合適的量程，以保證測量值有足夠的分辨率和準確度。除此之外，自動量程轉換還應滿足以下要求：

(1)盡可能高的測量速度。自動量程轉換的測量速度是指根據被測量的大小自動選擇合適量程并完成一次測量的速度。

(2)確定性。自動量程轉換的確定性是指在升、降量程時，不應該發生在二個相鄰量程間反復選擇的現象，這種情況的出現是由于分擋差的存在所造成。

(3)安全性。由于每次測量并不都從最高量程開始，而是在選定量程上進行，因此不可避免地會發生被測量超過選定量程的最大測量范圍，甚至達到儀器的最大允許值。這種過載現象需經過一次測量后才能發覺。因此，量程輸入電路必須具有過載保護能力。當過載發生時，至少在一次測量過程中仍能正常工作，并且不會損壞。自動量程轉換電路舉例

自動量程轉換電路有多種不同的形式，但就其組成來說可以分成衰減器、放大器、接口及開關驅動三部分。下頁圖示為電壓量程自動轉換電路。

這個量程自動轉換的衰減電路具有1和100兩種衰減系數。當K1被激勵時，切向A端，衰減系數為100；當激勵撤消，切向B端，衰減系數為1。K2控制前置放大器的放大倍數。當K2被激勵時，開關切向C端，放大器增益為1；反之為10。K3切換放大器輸出，當其被激勵時，放大器輸出電壓被衰減10倍；否則，直接輸出。使用這三個開關的不同組合，該電路具有200mV、2V、20V、200V和1000V5個量程。例：電壓量程自動轉換電路各量程下的開關動作狀態如下表所示。

按上表的動作狀態，任一量程電路都將輸出±2V的滿度電壓。量程轉換電路中功切換開關通常使用繼電器作為高壓衰減部分的切換開關，而低壓部分則通常使用模擬開關。量程自動轉換電路接口實質上是一個開關控制接口，無論使用何種開關，其接口電路的方式基本相同，所不同的只是驅動電路。該例的量程電路接口使用51單片機3個位輸出口，驅動電路采用反向輸出形式，當單片機某個位輸出口輸出為“1”時，該位繼電器開關被激勵。（有問題，結合后面內容自己分析）量程自動轉換電路的控制 以前圖所示的量程自動轉換電路為例，設其后續A／D轉換電路具有4位半十進制有效讀數，且各相鄰量程分擋誤差的絕對值之和小于0.5％，則各量程升降閾值如下表所示。自動轉換程序流程如下頁圖所示。量程自動轉換程序流程圖

量程自動轉換由主程序完成一次測量后調用。該程序被調用時，將根據最新的測量數據Vi與當前量程的閾值進行比較。若當前量程合適，則顯示測量讀數后返回主程序。反之，則進行量程選擇，找到新的合適量程后，返回主程序。下一次測量就在新選擇的量程下進行。整個流程分為三條支路，分別是降量程、保護現行量程和升量程。 當測量讀數小于當前量程降量程閡值，實施降量程操作。降量程操作采用逐擋閾值比較，直到讀數大于閾值時為止。由于最低量程降量程閾值為零，所以總能找到合適的量程。 當Vi＞ULn時，程序進入升量程支路，升量程采用一次置到最高量程的方法，也就是說，每當發生超載后的第一次測量總在最高量程下進行。若最高量程并非為合適量程，那么在下一次量程自動轉換程序被調用時，會自動實施降量程操作并找到合適量程。這種方法的好處在于能通過一次中間測量即可找到合適量程，而且輸入電路的過載時間最短，僅為一次測量時間。例：量程切換子程序。K_CONTROL: MOVDPTR,#C_CORD ;量程代碼表首址

MOVA,M_STATE ;取現行量程

DECA MOVCA,@A+DPTR MOVP1.0,ACC.0 MOVP1.1,ACC.1 MOVP1.2,ACC.2 RET

┄┄┄C_CORD: DB00H,01H,04H,05H,07H量程自動轉換電路的保護 具備量程自動轉換的儀器過載是不可避免的，其最大過載可達儀器的最低量程和最高量程滿度值之比。如前例為5000倍，即在200mV量程下，輸入有可能達1000V，在這樣高的過載情況下。如果沒有保護，器件將很快損壞。因此，量程轉換電路的過壓和過流保護是必需的。

輸入過壓保護電路 過載電壓的快速切除輸入過壓保護電路例輸入過載電壓的快速切除保護電路例§2.4A/D轉換及接口技術

對模擬量的輸入和輸出需要擴展A/D和D/A轉換芯片。一、A/D轉換芯片與單片機的接口

常用的幾種A/D轉換電路及性能見下表。A/D轉換電路性能用途計數器式最簡單，價格低，轉換速度很慢用得較少雙積分式精度高，能抑制工頻干擾，速度慢用得多，如數字表逐次逼近式轉換速度快用得最多并行式轉換速度最快，但硬件多，成本高用于要求轉換速度很快的場合※A/D轉換器的主要技術指標 （1）分辨率ADC的分辨率是指使輸出數字量變化一個相鄰數碼所需輸入模擬電壓的變化量。常用二進制的位數表示。例如12位ADC的分辨率就是12位，或者說分辨率為滿刻度FS的1/。一個10V滿刻度的12位ADC能分辨輸入電壓變化最小值是10V×1/=2.4mV。（2）量化誤差ADC把模擬量變為數字量，用數字量近似表示模擬量，這個過程稱為量化。量化誤差是ADC的有限位數對模擬量進行量化而引起的誤差。實際上，要準確表示模擬量，ADC的位數需很大甚至無窮大。一個分辨率有限的ADC的階梯狀轉換特性曲線與具有無限分辨率的ADC轉換特性曲線（直線）之間的最大偏差即是量化誤差。

（3）偏移誤差偏移誤差是指輸入信號為零時，輸出信號不為零的值，所以有時又稱為零值誤差。假定ADC沒有非線性誤差，則其轉換特性曲線各階梯中點的連線必定是直線，這條直線與橫軸相交點所對應的輸入電壓值就是偏移誤差。（4）滿刻度誤差滿刻度誤差又稱為增益誤差。ADC的滿刻度誤差是指滿刻度輸出數碼所對應的實際輸入電壓與理想輸入電壓之差。（5）線性度線性度有時又稱為非線性度，它是指轉換器實際的轉換特性與理想直線的最大偏差。（6）絕對精度在一個轉換器中，任何數碼所對應的實際模擬量輸入與理論模擬輸入之差的最大值，稱為絕對精度。對于ADC而言，可以在每一個階梯的水平中點進行測量，它包括了所有的誤差。（7）轉換速率ADC的轉換速率是能夠重復進行數據轉換的速度，即每秒轉換的次數。而完成一次A/D轉換所需的時間（包括穩定時間），則是轉換速率的倒數。1、MC14433應用示例

MC14433是美國Motorola公司生產的3位半雙積分A/D轉換器，是目前市場上廣為流行的典型的A/D轉換器。MC14433具有抗干擾性能好，轉換精度高（相當于11位二進制數），自動校零，自動極性輸出，自動量程控制信號輸出，動態字位掃描BCD碼輸出，單基準電壓，外接元件少，價格低廉等特點。但其轉換速度約1～10次/秒。在不要求高速轉換的場合，如溫度控制系統中，被廣泛采用。5G14433與MC14433完全兼容，可以互換使用。MC14433的內部結構及引腳功能

模擬電路部分有基準電壓、模擬電壓輸入部分。被轉換的模擬電壓輸入量程為199.9mV或1.999V，與之對應的基準電壓相應為＋200mV或＋2V兩種。數字電路部分由邏輯控制、BCD碼及輸出鎖存器、多路開關、時鐘以及極性判別、溢出檢測等電路組成。MC14433采用字位動態掃描BCD碼輸出方式，即千、百、十、個位BCD碼輪流地在Q0～Q3端輸出，同時在DS1～DS4端出現同步字位選通信號。主要的外接器件是時鐘振蕩器外接電阻RC、外接失調補償電容C0和外接積分阻容元件R1、C1。

MC14433芯片的引腳功能如下：（1）VAG：被測電壓VX和基準電壓VR的接地端（模擬地）。（2）VR：外接輸入基準電壓（＋2V或＋200mV）。（3）VX：被測電壓輸入端。（4）R1、R1/C1、C1：外接積分電阻R1和積分電容C1元件端，外接元件典型值為：當量程為2V時，C1=0.1μF，R1=470kΩ；當量程為200mV時，C1=0.1μF，R1=27kΩ。（5）C01、C02：外接失調補償電容C0端，C0的典型值為0.1μF。（6）DU：更新輸出的A/D轉換數據結果的輸入端。當DU與EOC連接時，每次的A/D轉換結果都被更新。（7）CLK1和CLK0：時鐘振蕩器外接電阻RC端。時鐘頻率隨RC的增加而下降。RC的值為300kΩ時，時鐘頻率為147kHz（每秒約轉換9次）。（8）VEE：模擬部分的負電源端，接－5V。（9）VSS：除CLK0端外所有輸出端的低電平基準（數字地）。當VSS接VAG（模擬地）時，輸出電壓幅度為VAG～VDD（0～＋5V）；當VSS接VEE（－5V）時，輸出電壓幅度為VEE～VDD（－5V～＋5V），10V的幅度。實際應用時一般是VSS接VAG，即模擬地和數字地相連。（10）EOC：轉換周期結束標志輸出。每當一個A/D轉換周期結束，EOC端輸出一個寬度為時鐘周期二分之一寬度的正脈沖。（11）：過量程標志輸出，平時為高電平。當大于VR時（被測電平輸入絕對值大于基準電壓），端輸出低電平。（12）DS1～DS4：多路選通脈沖輸出端。DS1對應千位，DS4對應個位。每個選通脈沖寬度為18個時鐘周期，兩個相鄰脈沖之間間隔2個時鐘周期。

（13）Q0～Q3：BCD碼數據輸出線。其中Q0為最低位，Q3為最高位。當DS2、DS3和DS4選通期間，輸出三位完整的BCD碼，即0～9十個數字任何一個都可以。但在DS1選通期間，數據輸出線Q0～Q3除了千位的0或1外，還表示了轉換值的正負極性和欠量程還是過量程，其含義見表。

Q3表示千位（1/2）數的內容，Q3=“0”（低電平）時，千位數為1；Q3=“1”（高電平）時，千位數為0；Q2表示被測電壓的極性，Q2=“1”表示正極性，Q2=“0”表示負極性；Q0＝“1”表示被測電壓在量程外（過或欠量程），可用于儀表自動量程切換。當Q3=“0”

時，表示過量程；當Q3=“1”時，表示欠量程。（14）VDD：正電源端，接＋5V。MC14433與MCS-51單片機的接口

盡管MC14433需外接的元件很少，但為使其工作于最佳狀態，也必須注意外部電路的連接和外接元器件的選擇。由于片內提供時鐘發生器，使用時只需外接一個電阻；也可采用外部輸入時鐘或外接晶體振蕩電路。MC14433芯片工作電源為±5V，正電源接VDD，模擬部分負電源端接VEE，模擬地VAG與數字地VSS相連為公共接地端。為了提高電源的抗干擾能力，正、負電源分別經去耦電容0.047μF、0.02μF與VSS（VAG）端相連。MC14433芯片的基準電壓須外接，可由MC1403通過分壓提供＋2V或＋200mV的基準電壓。在一些精度不高的小型智能化儀表中，由于＋5V電源是經過三端穩壓器穩壓的，工作環境又比較好，這樣就可以通過電位器對＋5V直接分壓得到。EOC是A/D轉換結束的輸出標志信號，每一次A/D轉換結束時，EOC端都輸出一個1/2時鐘周期寬度的脈沖。當給DU端輸入一個正脈沖時，當前A/D轉換周期的轉換結果將被送至輸出鎖存器，經多路開關輸出，否則將輸出鎖存器中原來的轉換結果。所以DU端與EOC端相連，以選擇連續轉換方式，每次轉換結果都送至輸出寄存器。由于MC14433的A/D轉換結果是動態分時輸出的BCD碼，Q0～Q3和DS1～DS4都不是總線式的。因此，MCS-51單片機只能通過并行I/O接口或擴展I/O接口與其相連。對于80C31單片機的應用系統來說，MC14433可以直接和其P1口或擴展I/O口8155/8255相連。

MCS-51讀取A/D轉換結果可以采用中斷方式或查詢方式。采用中斷方式時，EOC端與MCS-51外部中斷輸入端0或1相連。采用查詢方式時EOC端可接入MCS-51任一個I/O口或擴展I/O口。

MC14433上電后，即對外部模擬輸入電壓信號進行A/D轉換，由于EOC與DU端相連，每次轉換完畢都有相應的BCD碼及相應的選通信號出現在Q0～Q3和DS1～DS4上。當MCS-51開放CPU中斷，允許外部中斷1中斷申請，并置外部中斷為邊沿觸發方式，在執行下列程序后，每次A/D轉換結束時，都將把A/D轉換結果數據送入片內RAM中的2EH、2FH單元。這兩個單元均可位尋址。

初始化程序：

INI1：SETBIT1；選擇為邊沿觸發方式

MOVIE，#84H；CPU開中斷，外部中斷允許．．．．．．中斷服務程序：PINT1：MOVA，P1JNBACC.4，PINT1；等待DS1選通信號

JBACC.0，PER;查是否過、欠量程，是則轉PERJBACC.2，PL1；查結果是正或負，1為正，0為負

SETB77H；負數符號置1，77H為符號位位地址

AJMPPL2PL1：CLR77H；正數，符號位置0PL2：JBACC.3，PL3；查千位（1/2位）數為0或1， ;ACC.3=0時千位數為１

SETB74H；千位數置1

AJMPPL4 ;轉去讀百位PL3：CLR74H；千位數置0PL4：MOVA，P1JNBACC.5,PL4；等待百位BCD碼選通信號DS2MOVR0，#2EHXCHDA，@R0；百位數送入2EH低4位PL5：MOVA，P1JNBACC.6，PL5；等待十位數選通信號DS3SWAPA；高低4位交換

INCR0；指向2FH單元

MOV@R0，A；十位數送入2FH高4位PL6：MOVA，P1JNBACC.7，PL6；等待個位數選通信號DS4XCHDA，@R0；個位數送入2FH低4位

RETI；中斷返回PER：SETB10H；置過、欠量程標志

RETI；中斷返回2、ADC0809應用示例主要性能為：分辨率為８位；精度：ADC0809小于±1LSB（ADC0808小于±1/2LSB）；單+5V供電，模擬輸入電壓范圍為0～＋5V；具有鎖存控制的８路輸入模擬開關；可鎖存三態輸出，輸出與TTL電平兼容；功耗為15mW；不必進行零點和滿度調整；轉換速度取決于芯片外接的時鐘頻率。時鐘頻率范圍：10～1280KHz。典型值為時鐘頻率640KHz，轉換時間約為100μS。ADC0809的內部結構及引腳功能1、IN0～IN7，８路模擬量輸入端。2、D7～D0，８位數字量輸出端。3、ALE，地址鎖存允許信號輸入端。向此引腳輸入一個正脈沖時，可將三位地址選擇信號A、B、C鎖存于地址寄存器內并進行譯碼，選通相應的模擬輸入通道。4、START，啟動A/D轉換控制信號輸入端。一般向此引腳輸入一個正脈沖，上升沿復位內部逐次逼近寄存器，下降沿后開始A/D轉換。5、CLK，時鐘信號輸入端。6、EOC，轉換結束信號輸出端。A/D轉換期間EOC為低電平，A/D轉換結束后EOC為高電平。7、OE，輸出允許控制端，控制輸出鎖存器的三態門。當OE為高電平時，轉換結果數據出現在D7～D0引腳。當OE為低電平時，D7～D0引腳對外呈高阻狀態。8、C、B、A，８路模擬開關的地址選通信號輸入端，3個輸入端的信號為000～111時，接通IN0～IN7對應通道。9、VR（＋）、VR（－）：分別為基準電源的正、負輸入端。ADC0809與單片機的接口（1）、查詢方式

例：對８路模擬信號輪流采樣一次，并依次把轉換結果存儲到片內RAM以DATA為起始地址的連續單元中。MAIN：MOVR1，#DATA；置數據區首地址

MOVDPTR，#7FF8H；指向０通道

MOVR7，#08H；置通道數LOOP：MOVX@DPTR，A；啟動A/D轉換HER：JBP3.3，HER；查詢A/D轉換結束

MOVXA，@DPTR；讀取A/D轉換結果

MOV@R1，A；存儲數據

INCDPTR；指向下一個通道

INCR1；修改數據區指針

DJNZR7，LOOP；８個通道轉換完否？

……（2）、中斷方式

讀取IN0通道的模擬量轉換結果，并送至片內RAM以DATA為首地址的連續單元中。

ORG0000H LJMPMAINORG0013H；中斷服務程序入口

LJMPPINT1

ORG0030HMAIN：MOVR1,#DATA；置數據區首地址

SETBIT1；為邊沿觸發方式

SETBEA；開中斷

SETBEX1；允許中斷

MOVDPTR，#7FF8H；指向IN0通道

MOVX@DPTR，A；啟動A/D轉換LOOP：NOP；等待中斷

AJMPLOOP

PINT1：PUSHPSW；中斷服務程序入口,保護現場

PUSHACCPUSHDPLPUSHDPHMOVDPTR,#7FF8HMOVXA，@DPTR；讀取轉換后數據

MOV@R1,A;數據存入以DATA為首地址的RAM中

INCR1；修改數據區指針

MOVX@DPTR，A；再次啟動A/D轉換

POPDPH；恢復現場

POPDPLPOPACCPOPPSWRETI；中斷返回*

AD574及其與微處理器的接口AD574的管腳圖ADC574A單極性和雙極性輸入接法

AD574的控制狀態表：AD574的8位輸出數據格式AD574A啟動轉換和讀數據時序

AD574A與8031的接口AD574系列產品主要性能比較二、-

型ADC原理與接口技術過采樣技術Σ-Δ調制技術增加了數字電路的比例，易于實現單片集成以較低的成本實現高精度的A/D變換器理論基礎:信號采樣量化理論若輸入信號的最小幅度大于量化器的量化階梯Q,量化噪聲的總功率是一個常數,與采樣頻率fs無關,功率密度譜在0~fs/2的頻帶范圍內均勻分布。量化噪聲電平與采樣頻率成反比,提高采樣頻率,可以降低量化噪聲電平,而基帶是固定不變的,因而減少了基帶范圍內的噪聲功率,提高了信噪比。理論基礎:信號采樣量化理論1、-

型ADC原理1).

過采樣技術理想3位ADC轉換特性

過采樣技術原理圖

功率密度帶模擬濾波和數字濾波的過采樣

圖一階Σ-ΔADC2).Σ-Δ調制及噪聲整形技術原理Σ-Δ調制器原理積分器及其數量－－階數量化器及其數量－－級數Σ-Δ調制器的頻域線性化模型圖 整形后的量化噪聲分布圖

二階Σ-ΔADC信噪比與階數和過采樣倍率之間的關系

精度(n)M(1階)M(2階)M(3階)M(4階)12204865

14819212936221632768257593118131072514934320524288103414561單級

調制器1~4階與達到分辨率的最低過采樣比

3).數字濾波和采樣抽取技術D=4的采樣抽取

2、CS5360及其與微處理器的接口1.CS5360簡介u

真正的24位轉換u

105dB的動態范圍u

低噪聲，總諧波失真>95dBu

Σ-ΔA/D轉換技術u

片內數字抗混疊濾波及電壓參考u

最高采樣率50KHzu

差動模擬輸入u

單+5V電源供電

CS5360功能框圖

CS5380\

CS5381數字接口電路功能框圖基于FPGA的數字接口電路部分的設計

接口功能框圖串并轉換電路原理圖*高速A/D轉換器視頻、數字示波器、頻譜測試、雷達采樣率10MHz以上§2.5數據采集系統設計及舉例

一、系統設計考慮的因素二、A/D轉換器的選擇要點三、采樣保持器S/H的選擇四、多路測量通道的串音問題五、主放大器的設置六、數據采集系統實例一、采集系統設計考慮的主要因素輸入信號的特性對數據采集系統性能的要求接口特性輸入信號的特性：信號的數量信號的輸入方式（單端、差動、單極性、雙極性，接地、浮地）

信號的強弱及動態范圍信號的頻帶寬度信號是周期還是瞬態信號中的噪聲共模電壓大小信號源的阻抗對數據采集系統性能的要求：系統的采樣速率系統的分辨率系統的精度主機（PC、MCU、DSP）并行、串行、總線數據的編碼格式接口特性：二、A/D轉換器的選擇要點1.A/D轉換位數2.轉換速度3.環境條件4.接口三、采樣保持器S/H的選擇

在A/D轉換過程中，輸入信號應保持不變。采樣/保持器可以取出輸入信號某一瞬間的值并在一定時間內保持不變。采樣/保持器有兩種工作方式，即采樣方式和保持方式。在采樣方式下，其輸出跟隨模擬輸入電壓；在保持方式下，其輸出將保持采樣命令發出時刻的輸入電壓值，直到保持命令撤銷為止。最大孔徑誤差

在數據采集系統中，若要求最大孔徑誤差不超過q，則由此限定的被轉換信號的最高頻率為:不加采樣/保持器

加采樣/保持器

一個12位ADC，tc=25μs信號頻率不能超過1.5Hz。

tAP=10nsfmax=3750HzA/D轉換時間tC

內S/H理想情況下應保持不變存在輸出電壓的跌落ID為流過保持電容CH的漏電流的代數和:模擬開關斷開時的漏電流、保持電容本身的介質漏電和介質吸附效應引起的電荷變化。

四、多路測量通道的串音問題

MUX電路模型

模擬開關的斷開電阻Roff不是無窮大和多路模擬開關中存在寄生電容的緣故。低頻等效電路高頻等效電路RiRoffRon例:設八路輸入轉換開關,導通電阻100歐姆,關斷時單路漏電流1μA。輸入信號是溫度傳感器輸出電壓，內阻400歐姆。試估算漏電流產生的誤差。(1)為減少漏電流影響,減小信號源內阻Ri，為此前級應采用電壓跟隨器；(2)選用Ron極小、Roff極大的開關管；(3)減少輸出端并聯的開關數N。(4)減小串音應選用寄生電容小的MUX。(5)模擬開關不用的輸入端接地。大作業

設計一個8通道溫度數據采集系統，系統誤差小于1%；其中4路測量范圍0-200

C，選用Pt100熱電阻；另4路測量范圍0-600

C，選用K分度熱電偶。要求：

1、畫出系統組成框圖；

2、完成硬、軟件功能分配；

3、完成芯片選型；

4、進行系統誤差計算驗證；

5、用Protel軟件畫出電路原理圖；

6、用Protel軟件設計PCB板；

7、畫出系統軟件流程圖；

8、根據后續教學內容，增加系統功能?！?.6數據采集系統誤差分析1．采樣誤差

(1)采樣頻率引起的誤差

為了有效地恢復原來的信號，采樣頻率必須大于信號最高有效頻率fH的兩倍。如果不滿足奈奎斯特采樣定理，將產生混疊誤差。為了避免輸入信號中雜散頻率分量的影響，在采樣預處理之前，用截止頻率為fH的低通濾波器，即抗混疊濾波器進行濾波。 另外，可以通過提高采樣頻率的方法消除混疊誤差。在智能儀器或自動化系統中，如有可能，往往選取高于信號最高頻率10倍甚至幾十倍的采樣頻率。

(2)系統的通過速率與采樣誤差

多路數據采集系統在工作過程中，需要不斷地切換模擬開關，采樣保持器也交替地工作在采樣和保持狀態下，采樣是個動態過程。 影響系統通過速率的主要因素： 采樣保持器的時間及精度指標 多路模擬轉換器的切換時間

A/D轉換時間 放大器的穩定時間等。 設計數據采集系統選擇器件時，必須使器件的速度指標滿足系統通過速率(吞吐時間)的要求，模擬開關、采樣保持器和A／D轉換器的動態參數必須滿足式

式中：N-采集路數；tTH-通過周期（各環節所需時間之和） 否則在數據采集過程中，由于模擬開關的切換未完成，或者采樣保持器的信號末穩定，或者A／D轉換器的轉換和數據輸出未結束，從而造成采集、轉換的數據誤差很大。 如果使用數據采集系統芯片，特別要注意芯片的“采樣速率”，這一指標已綜合了數據采集系統各部分電路的動態參數。2．模擬電路的誤差

(1)模擬開關導通電阻Rm的誤差

模擬開關存在一定的導通電阻，信號經過模擬開關會產生壓降。模擬開關的負載一般是采樣保持器或放大器。顯然，開關的導通電阻Rm越大，信號在開關上的壓降越大，產生的誤差也越大。另外，導通電阻的平坦度

Rm表明導通電阻的起伏，導通電阻的變化會使放大器或采樣保持器的輸入信號波動，引起誤差。誤差的大小和開關的負載的輸入阻抗有關。一般模擬開關的導通電阻為100~300Ω，放大器、采樣保持器的輸入阻抗為106~1012Ω左右，故由導通電阻引起的輸入信號誤差可以忽略不計。 如果負載的輸入阻抗較低，為了減少誤差，可以選擇低阻開關，有的模擬開關的電阻小于100Ω

，如MAX312~314的導通電阻僅為10Ω

。

(2)多路模擬轉換器泄漏電流Is引起的誤差

模擬開關斷開的泄漏電流Is一般在1nA左右。當某一路接通時，其余各路均斷開，它們的泄漏電流Is都經過導通的開關和這一路的信號源流入地，在信號源的內阻上產生電壓降，引起誤差。例如，一個8路模擬轉換器，泄漏電流Is為InA，信號源內阻50Ω，斷開的7路泄漏電流Is在導通這一路的信號源內阻上產生的壓降為1×10-9×7×50＝0.35uV。 可見，如果信號源的內阻小，泄漏電流影響不大，有時可以忽略。如果信號源內阻很大，而且信號源輸出的信號電平較低，就需要考慮模擬開關的泄漏電流的影響。一般希望泄漏電流越小越好。

(3)采樣保持器衰減率引起的誤差

在保持階段，保持電容的漏電流會使保持電壓不斷地衰減，衰減率為： 式中，ID為流入保持電容CH的總泄漏電流。

ID包括采樣保持器中的緩沖放大器的輸入電流和模擬開關截止時的漏電流以及電容內部的漏電流。如果衰減率大，在A／D轉換期間保持電壓減小，影響測量準確度。一般選擇漏電流小的聚四氟乙烯等優質電容，可以使衰減率引起的誤差忽略不計。增大電容的容量也可以減少衰減率，但電容太大會影響系統的采樣速率。

(4)放大器的誤差

數據采集系統往往需要使用放大器對信號進行放大并歸一化。如果輸入信號分散在不同的地方而且信號比較小，則給每路設置一個放大器，將信號放大后再傳輸。如果信號比較集中且不要求同步采樣，多路信號可共用一個可程控放大器。由于多路信號幅值的差異可能很大，為了充分發揮A／D轉換器的分辨率，又不使其過載，可以針對不同信號的幅度調節程控放大器的增益，使加到A／D轉換器輸入端的模擬電壓幅值滿足。 放大器是系統的主要誤差源之一。其中有放大器的非線性誤差、增益誤差、零位誤差等。在計算系統誤差時必須把它們考慮進去。3．A／D轉換器的誤差

A／D轉換器是數據采集系統中的重要部件，它的性能指標對整個系統起著至關重要的作用，也是系統中的重要誤差源。選擇A／D轉換器時，必須從精度和速度兩方面考慮選用A／D轉換器，要考慮它的位數、速度及輸出接口。4．數據采集系統誤差的計算

計算數據采集系統誤差時，必須對各部分電路進行仔細分析，找出主要矛盾，忽略次要的因素，分別計算各部分的相對誤差，然后進行誤差綜合。如果誤差項在5項以上，按方均根形式綜合為宜；若誤差項在5項以下，按絕對值和的方式綜合為宜。

按方均根形式綜合誤差的表達式為：

按絕對值和方式綜合誤差的表達式為：

式中，εMUX為多路模擬轉換器的誤差；εAMP為放大器的誤差；εSH為采樣保持器的誤差；εADC為A／D轉換器的誤差。3、數據采集系統的誤差分配舉例

設計一個數據采集系統，一般首先給定精度要求、工作溫度、通道數目和信號特征等條件，然后根據條件，初步確定通道的結構方案和選擇元器件。 之后，應根據通道的總精度要求，給各個環節分配誤差，以便選擇元器件。通常傳感器和信號放大電路所占的誤差比例最大，其他各環節如采樣保持器和A／D轉換器等誤差，可以按選擇元器件精度的一般規則和具體情況而定。

選擇元器件精度的一般規則是：每一個元器件的精度指標應該優于系統規定的某一最嚴格性能指標的10倍左右。例如，要構成一個要求0.1％級精度性能的數據采集系統，所選擇的A／D轉換器、采樣保持器和模擬多路轉換器組件的精度都應該不大于0.01％。 初步選定各個元器件之后，還要根據各個元器件的技術特性和元器件之間的相互關系核算實際誤差，并且按絕對值和的形式或方均根形式綜合各類誤差，檢查總誤差是否滿足給定的指標。如果不合格，應該分析誤差，重新選擇元器件及進行誤差的分析綜合，直至達到要求。下面舉例說明。

例：設計一個遠距離測量室內溫度的模擬輸入通道。要求：

已知滿量程為100℃，共有8路信號，要求模擬輸入通道的總誤差為±1.0℃(即相對誤差±1％)，環境溫度為25℃±15℃，電源波動為±1％。

模擬輸入通道的設計可按以下步驟進行。

1．方案選擇

鑒于溫度的變化一般很緩慢，故可以選擇多通道共享采樣保持器和A／D轉換器的通道的結構方案，溫度傳感器及放大電路如下頁圖。

2．誤差分配

由于傳感器和信號放大電路是整個通道總誤差的主要部分，故將總誤差的90％(即±0.9℃的誤差)分配至該部分。該部分的相對誤差為0.9％，數據采集、轉換部分和其他環節的相對誤差為0.1％。

3．初選元器件與誤差估算

(1)傳感器選擇與誤差估算 由于是遠距離測量，且測量范圍不大，故選擇電流輸出型集成溫度傳感器AD590K。由技術手冊可查出：

1)AD590K的線性誤差為0.20℃。

2)AD590K的電源抑制誤差：當5V≤VS≤15V時，AD590K的電源抑制系數為0.2℃／V。現設供電電壓為10V，Vs變化為0.1％，則由此引起的誤差為0.02℃。

3)電流電壓變換電阻的溫度系數引入誤差：AD590K(的電流輸出遠傳至采集系統的信號放大電路，需先經電阻變為電壓信號。電阻值為1kΩ，該電阻誤差選為0.1％，電阻溫度系數為10×10-6/℃。AD590K靈敏度為1uA／℃。在0℃時輸出電流為273.2uA。所以，當環境溫度變化15℃時，它所產生的最大誤差電壓(當所測量溫度為100℃時)為

(273.2×10-6)×(10×10-6)×15×103V

＝4.0×10-5V＝0.04mV(相當于0.1℃)

(2)信號放大電路的誤差估算

AD590K的電流輸出經電阻轉換成最大量程為100mV的電壓，而A／D的滿量程輸入電壓為10V，故需加一級放大電路?，F選用儀用放大電路AD522B，放大器輸入加一偏置電路。將傳感器AD590K(在0℃時的輸出值273.2mV進行偏移，以使0℃時輸出電壓為零。為此，尚需一個偏置電源和一個分壓網絡，由AD580LH及R2，RP1，及R3構成的電路如圖。偏置后，100℃時AD522B的輸出信號為10V，顯然，放大器的增益為100。

1)參考電源AD580LH的溫度系數引起的誤差：AD580LH用來產生273．2mV的偏置電壓，其電壓溫度系數為25×10-6/℃，當溫度變化土15℃時，偏置電壓出現的誤差為：

(273.2×10-3)×(25×10-6)×15V

＝1.0×10-4V＝0.1mV(相當于0.1℃)

2)電阻電壓引入的誤差：電阻R2和R3的溫度系數為±10×10-6/℃，±15℃溫度變化引起的偏置電壓的變化為

(273.2×10-3)×(10×10-6)×15V

＝4.0×10-5V＝0.04mV(相當于0.04℃) 3)儀用放大器AD522B的共模誤差：其增益為100，此時的CMRR的最小值為100dB，共模電壓為273.2mV，故產生的共模誤差為

(273.2×10-3)×10-5V＝2.7×10-6V＝2.7uV(該誤差可以忽略) 4)AD522B的失調電壓溫漂引起的誤差：它的失調電壓溫度系數為±2uV／℃，輸出失調電壓溫度系數為±25uV／℃，折合到輸入端，總的失調電壓溫度系數為±2.5uV／℃。溫度變化為±15℃時，輸入端出現的失調漂移為

(2.5×10-6)×15V

3×10-5V＝0.03mV(相當于0.03℃)

5)AD522B的增益溫度系數產生的誤差：其增益為1000時的最大溫度系數等于±25×10-6/℃。增益為100時，溫度系數要小于這一數值，如仍取這一數值，且設所用增益電阻溫度系數為±10×10-6/℃，環境溫度變化±15℃時的最大溫度增益誤差為

(25+10)×10-6×15×100＝0.05

在100℃時，該誤差折合到放大器輸入端為0.05mV，相當于0.05℃。

6)AD522B線性誤差：其非線性在增益為100時近似等于0.002％，輸出10V擺動范圍產生的線性誤差為

10×0.002％V＝2×10-4V＝0.2mV(相當于0.2℃)

現按絕對值和的方式進行誤差綜合，則傳感器、信號放大電路的總誤差為

(0.2+0.02+0.04+0.10+0.04+0.03+0.05+0.20)℃＝0.68℃

若用方均根綜合方式，這兩部分的總誤差為:0.31℃

估算結果表明，傳感器和信號放大電路部分滿足誤差分配的要求。(3)A／D轉換器、采樣保持器和多路轉換器的誤差估算 因為分配給該部分的總誤差不能大于0.1％，所以A／D轉換器、采樣保持器、多路轉換器的線性誤差應小于0.01％。為了能正確地做出誤差估算，需要了解這部分器件的技術特性。

1)技術特性：設初選的A／D轉換器、采樣保持器、多路轉換器的技術特性如下： ①A／D轉換器為MAXl240，其有關技術特性如下： 線性誤差為0.012％(FSR)。 微分線性誤差為±1LSB。 增益溫度系數(max)為±0.25×10-6/℃。 失調溫度系數(max)為±0.68×10-6/℃。 電壓靈敏度為3.6V±0.0008％。 輸入模擬電壓范圍為1.0V~3.6V。 轉換時間為5.5us~7.5us。

②采樣保持器為ADSHC-85，其有關技術特性如下： 增益非線性為±0.01％。 增益誤差為±0.01％。 增益溫度系數為±10×10-6/℃。 輸入失調溫度系數為±100uV／℃。 輸入電阻為1011Ω。 電源抑制為200uA／V。 輸入偏置電流為0.5nA。 捕獲時間(10V階躍輸入、輸出為輸入值的0.01％)為4.5us。 保持狀態穩定時間為0.5us。 衰變速率(max)為0.5mV／ms。 衰變速率隨溫度的變化為溫度每升高10℃，衰變數值加倍。 ③多路開關為AD7501或AD7503，其主要技術特性如下： 導通電阻為300Ω。 輸出截止漏電流為10nA(在整個工作溫度范圍內不超過250nA)。

2)常溫(25℃)下誤差估算：

常溫下誤差估算包括多路轉換器誤差、采集器誤差和A／D轉換器誤差的估算。 ①多路轉換器誤差估算：設信號源內阻為100，則8個開關截止漏電流在信號源內阻上的壓降為

10×10-6×8V＝0.08uV(可以忽略)

開關導通電阻和采樣保持器輸入電阻的比值，決定了開關導通電阻上輸入信號壓降所占比例，即

300/1011=3*10-9(可以忽略) ②采樣保持器的誤差估算。 線性誤差為±0.01％。 輸入偏置電流在開關導通電阻和信號源內阻上所產生的壓降為

(300+10)×0.5×10-9V＝1.6×10-7V＝0.16uV(忽略)

③A／D轉換器的誤差估算：

線性誤差為±0.012％。 量化誤差為±1/212×100％＝0.024％。 濾波器的混疊誤差取為0.01％。采樣保持器和A／D轉換器的增益和失調誤差，均可以通過零點和增益調整來消除。 按絕對值和的方式進行誤差綜合，系統總誤差為混疊誤差、采樣保持器的線性誤差以及A／D轉換器的線性誤差與量化誤差之和，即

±(0.01+0.01+0.012+0.024)％＝±0.056％ 按方均根形式綜合，總誤差為

3)工作溫度范圍(25℃土15℃)內誤差估算。

①采樣保持器的漂移誤差：

失調漂移誤差為±100×10-6×15V＝±1.5×10-3V

相對誤差為±(1.5×10-3)/10＝±0.015％ 增益漂移誤差為±10×10-6×15＝0.015％

±15V電源電壓變化所產生的失調誤差(設電源電壓變化為1％)為

200×10-6×15×1％×2V＝6×10-5V＝60uV(可以忽略)

②A／D轉換器的漂移誤差： 增益漂移誤差為(±0.25×10-6)×3.6×100％＝±0.00009％(可以忽略)

失調漂移誤差為(±0.68×10-6)×3.6×100％＝±0.00024％(可以忽略)

電源電壓變化的失調誤差0.00008(可以忽略)

按絕對值方式綜合，工作溫度范圍內系統總誤差為

±(0.015+0.015)％＝±0.030％ 接方均根方式綜合，系統總誤差則為

±0.021％

計算表明，總誤差滿足要求。因此，各個元器件的選擇在精度和速度兩個方面都滿足系統總指標的要求?！?.7開關量輸入通道開關量（數字量）信號

指只有開和關、通和斷、高和低兩種狀態的信號，可以用二進制數0和1表示。

對以單片機為核心的智能儀器而言：其內部已具有并行I/O端口

；當外界開關量信號的電平幅度與單片機I/O端口電平幅度相符時，可直接檢測和接收開關量輸入信號，

但如電平不相符，必須經過電平轉換才能輸入到單片機的I/O端口。

開關量輸入通道而且，外部輸入的開關量信號經常會產生瞬時高壓、過電流或接觸抖動等現象，因此，為使信號安全可靠，開關量在輸入單片機之前須接入輸入接口電路，對外部信號進行濾波、電平轉換和隔離保護等。這種對開關量形式的信號進行放大、濾波、隔離等處理，使之成為計算機能接收的邏輯信號的電路稱為開關量輸入通道。

開關量輸入通道結構如下圖所示：開關信號直接接入微處理器，適合開關連線上沒有較大干擾的情況。一個簡單的四路開關量輸入通道當開關斷開時，相應的微處理器輸入口的狀態為“0”；當開關閉合時，相應的微處理器輸入口的狀態為“1”，由此可以識別開關的狀態。

在工業現場等場合開關連線上可能有較大干擾，開關量不適合直接輸入微處理器接口。為了提高系統的抗干擾能力，開關信號可先經輸入接口電路對信號進行轉換、放大、濾波、隔離等處理，使之成為計算機能接收的邏輯信號。

帶光電隔離的開關量接入方式一種帶光電隔離的4路開關量輸入電路，通過光電隔離器將現場開關信息和微處理器在電路上隔離，提高了系統的抗干擾能力，保證了系統的安全。但應注意電源V1和V2不可共用同一個參考地，否則起不到隔離作用?！?.8模擬量輸出通道模擬量輸出通道是計算機對采樣數據實現某種運算處理后，將處理結果回送給被測對象的數據通路。

輸出數字信號的形式主要有開關量、數字量和頻率量。模擬量輸出通道是將微機輸出的數字量轉換成適合于執行機構所要求的模擬量的環節。

模擬量輸出通道一般有單路模擬量輸出通道和多路模擬量輸出通道。

對于模擬量控制系統，應通過數/模（D/A）轉換將其變換成模擬信號輸出。

單路模擬量輸出通道的一般結構

寄存器用于保存計算機輸出的數字量；D/A轉換器用于將計算機輸出的數字量轉換為模擬量；而D/A轉換器輸出的模擬量信號往往無法直接驅動執行機構，需要放大/變換電路進行適當地放大或變換。

多路模擬量輸出通道的一般結構

2.8.1D/A轉換原理

D/A轉換器（DigitaltoAnalogConverter）

權電阻網絡D/A轉換器、倒T型電阻網絡D/A轉換器、權電流型D/A轉換器等。

模擬量輸出通道中的關鍵部件

按其工作原理可分為:1、倒T型電阻網絡D/A轉換器

倒T型電阻網絡D/A轉換器由求和運算放大器、模擬開關和電阻網絡等組成，電阻網絡中的電阻接成倒T型

電路原理如下圖所示。

由于V-=V+=0，所以，無論開關S3、S2、S1、S0與哪一邊接通，各2R電阻的上端都相當于接通“地電位”端，電阻網絡的等效電路如下圖所示。

設總電流為I，圖中看出從11＇、22＇、33＇、44＇每個端口向左看的等效電阻都是R，所以從參考電源流入電阻網絡的總電流…………(式2-15)

流過44＇電阻支路的電流為I/2，流過33＇、22＇、11＇各電阻支路的電流分別為I/4、I/8、I/16。在前圖中，設需要轉換的二進制數字量為，開關～受數字量～的控制。當某位數字量為“1”時（如d0=1），控制相應的開關（如S0）與放大器的反相輸入端接通，相應電阻支路的電流（I/16）流過放大器的反饋電阻RF（因I－=0）。當某位數字量為“0”時，控制相應的開關與“地電位”端接通，相應電阻支路的電流不流過放大器的反饋電阻。

故流過放大器反饋電阻的總電流：…………（2-16）又

取反饋電阻RF=R，并將（式2-15），（2-16）代入上式，有輸出電壓：…………（2-17）（式2-17）表明輸出模擬電壓正比于輸入的數字量，

實現了數字量轉換為模擬量的功能。對于n位倒T型電阻網絡D/A轉換器，輸入為n位二進制數字量，輸出的模擬電壓：

可見倒T型電阻網絡的電阻取值只有R和2R兩種，精度容易保證，而且，流過各2R電阻的電流直接流入運算放大器的輸入端，提高了轉換速度。

利用倒T型電阻網絡制作的集成芯片種類很多，例如DAC0832（8位）、5G7520（10位）、AD7524（8位）、AD7546（16位）等。

2、權電流型D/A轉換器

倒T型電阻網絡D/A轉換器在轉換過程中利用模擬開關將基準電壓接到電阻網絡中，分析時，把模擬開關當做理想開關對待，實際中，模擬開關都存在一定的導通電阻和導通壓降，而且，每個開關的導通電阻和導通壓降各不相同，不可避免地會使流過各支路的電流有所變化，引起轉換誤差。

為此，用一組恒流源取代倒T型電阻網絡D/A轉換器中的電阻網絡，可構成權電流型D/A轉換器。

權電流型D/A轉換器包含運算放大器、模擬開關和恒流源，原理電路如圖2.63所示。恒流源從高位到低位電流大小依次取為I/2、I/4、I/8、I/16。圖2.63權電流型D/A轉換器原理圖

設要轉換的二進制數字量仍為，與倒T型電阻網絡D/A轉換器類似.當某位為“1”時控制開關S與運算放大器的反向輸入端接通，恒流源提供的電流流過放大器的反饋電阻；當某位數字量為“0”時控制開關S與“地電位”接通，恒流源提供的電流不流過放大器的反饋電阻。則運算放大器的輸出電壓:可見輸出電壓正比于輸入的數字量。采用恒流源后，由于恒流源內阻極大，相當于開路，所以各支路權電流的大小不受開關導通電阻和電壓的影響，降低了對開關電路的要求，提高了轉換精度。在單片集成DAC中，DAC0806、DAC0807、DAC0808等采用權電流型D/A轉換電路。2.8.2D/A轉換器的主要技術指標

1、分辨率分辨率是指輸入數字量的最低有效位（LSB）發生變化時，所對應的輸出模擬量（常為電壓）的變化量。它反映了輸出模擬量的最小變化值。分辨率與輸入數字量的位數有確定的關系，可以表示成FS/2n

。FS表示滿量程輸入值，n為二進制位數。對于5V的滿量程，采用８位的DAC時，分辨率為5V/256＝19.5mV；當采用12位的DAC時，分辨率則為5V/4096＝1.22mV。顯然，位數越多分辨率就越高。2、線性度線性度（也稱非線性誤差）是實際轉換特性曲線與理想直線特性之間的最大偏差。常以相對于滿量程的百分數表示。如±１％是指實際輸出值與理論值之差在滿刻度的±１％以內。3、絕對精度和相對精度絕對精度（簡稱精度）是指在整個刻度范圍內，任一輸入數碼所對應的模擬量實際輸出值與理論值之間的最大誤差。絕對精度是由DAC的增益誤差（當輸入數碼為全1時，實際輸出值與理想輸出值之差）、零點誤差（數碼輸入為全０時，DAC的非零輸出值）、非線性誤差和噪聲等引起的。絕對精度（即最大誤差）應小于1個LSB。相對精度與絕對精度表示同一含義，用最大誤差相對于滿刻度的百分比表