雙極型晶體管及其特性第一頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二2–1雙極型晶體管的工作原理雙極型晶體管是由三層雜質半導體構成的器件。它有三個電極，所以又稱為半導體三極管、晶體三極管等，以后我們統稱為晶體管。晶體管的原理結構如圖2–1(a)所示。由圖可見，組成晶體管的三層雜質半導體是N型—P型—N型結構，所以稱為NPN管。第二頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二圖2–1晶體管的結構與符號(a)NPN管的示意圖；(b)電路符號；(c)平面管結構剖面圖第三頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二

2–1–1放大狀態下晶體管中載流子的傳輸過程當晶體管處在發射結正偏、集電結反偏的放大狀態下，管內載流子的運動情況可用圖2--2說明。我們按傳輸順序分以下幾個過程進行描述。第四頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二圖2–2晶體管內載流子的運動和各極電流第五頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二

一、發射區向基區注入電子由于e結正偏，因而結兩側多子的擴散占優勢，這時發射區電子源源不斷地越過e結注入到基區，形成電子注入電流IEN。與此同時，基區空穴也向發射區注入，形成空穴注入電流IEP。因為發射區相對基區是重摻雜，基區空穴濃度遠低于發射區的電子濃度，所以滿足

IEP<<IEN

，可忽略不計。因此，發射極電流IE≈IEN，其方向與電子注入方向相反。第六頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二

二、電子在基區中邊擴散邊復合注入基區的電子，成為基區中的非平衡少子，它在e結處濃度最大，而在c結處濃度最小(因c結反偏，電子濃度近似為零)。因此，在基區中形成了非平衡電子的濃度差。在該濃度差作用下，注入基區的電子將繼續向c結擴散。在擴散過程中，非平衡電子會與基區中的空穴相遇，使部分電子因復合而失去。但由于基區很薄且空穴濃度又低，所以被復合的電子數極少，而絕大部分電子都能擴散到c結邊沿。基區中與電子復合的空穴由基極電源提供，形成基區復合電流IBN，它是基極電流IB的主要部分。第七頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二

三、擴散到集電結的電子被集電區收集由于集電結反偏，在結內形成了較強的電場，因而，使擴散到c結邊沿的電子在該電場作用下漂移到集電區，形成集電區的收集電流ICN。該電流是構成集電極電流IC的主要部分。另外，集電區和基區的少子在c結反向電壓作用下，向對方漂移形成c結反向飽和電流ICBO，并流過集電極和基極支路，構成IC

、IB的另一部分電流。第八頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二

2–1–2電流分配關系由以上分析可知，晶體管三個電極上的電流與內部載流子傳輸形成的電流之間有如下關系：(2–1a)(2–1b)(2–1c)第九頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二式(2–1)表明，在e結正偏、c結反偏的條件下，晶體管三個電極上的電流不是孤立的，它們能夠反映非平衡少子在基區擴散與復合的比例關系。這一比例關系主要由基區寬度、摻雜濃度等因素決定，管子做好后就基本確定了。反之，一旦知道了這個比例關系，就不難得到晶體管三個電極電流之間的關系，從而為定量分析晶體管電路提供方便。第十頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二為了反映擴散到集電區的電流ICN與基區復合電流IBN之間的比例關系，定義共發射極直流電流放大系數為(2–2)其含義是：基區每復合一個電子，則有個電子擴散到集電區去。值一般在20~200之間。第十一頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二確定了值之后，由式(2–1)、(2–2)可得(2–3a)(2–3b)(2–3c)式中：

(2–4)稱為穿透電流。因ICBO很小，在忽略其影響時，則有(2–5a)(2–5b)式(2–5)是今后電路分析中常用的關系式。第十二頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二為了反映擴散到集電區的電流ICN與射極注入電流IEN的比例關系，定義共基極直流電流放大系數為

(2–6)顯然，<1，一般約為0.97~0.99。由式(2–6)、(2–1)，不難求得(2–7a)(2–7c)(2–7b)第十三頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二由于,都是反映晶體管基區擴散與復合的比例關系，只是選取的參考量不同，所以兩者之間必有內在聯系。由,的定義可得

(2–8)(2–9)第十四頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二

2–1–3晶體管的放大作用現在用圖2–2來說明晶體管的放大作用。若在圖中UBB上疊加一幅度為100mV的正弦電壓Δui，則正向發射結電壓會引起相應的變化。由于e結正向電流與所加電壓呈指數關系，所以發射極會產生一個較大的注入電流ΔiE，例如為1mA。第十五頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二2–2晶體管伏安特性曲線及參數

晶體管伏安特性曲線是描述晶體管各極電流與極間電壓關系的曲線，它對于了解晶體管的導電特性非常有用。晶體管有三個電極，通常用其中兩個分別作輸入、輸出端，第三個作公共端，這樣可以構成輸入和輸出兩個回路。實際中，有圖2–3所示的三種基本接法(組態)，分別稱為共發射極、共集電極和共基極接法。其中，共發射極接法更具代表性，所以我們主要討論共發射極伏安特性曲線。第十六頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二圖2–3晶體管的三種基本接法(a)共發射極；(b)共集電極；(c)共基極第十七頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二

2–2–1晶體管共發射極特性曲線因為有兩個回路，所以晶體管特性曲線包括輸入和輸出兩組特性曲線。這兩組曲線可以在晶體管特性圖示儀的屏幕上直接顯示出來，也可以用圖2–4電路逐點測出。

一、共發射極輸出特性曲線測量電路如圖2–4所示。共射輸出特性曲線是以iB為參變量時，iC與uCE間的關系曲線，即第十八頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二圖2–4共發射極特性曲線測量電路第十九頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二典型的共射輸出特性曲線如圖2–5所示。由圖可見，輸出特性可以劃分為三個區域，對應于三種工作狀態。現分別討論如下。

1放大區

e結為正偏，c結為反偏的工作區域為放大區。由圖2–5可以看出，在放大區有以下兩個特點：第二十頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二圖2–5共射輸出特性曲線第二十一頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二

(1)基極電流iB對集電極電流iC有很強的控制作用，即iB有很小的變化量ΔIB時，iC就會有很大的變化量ΔIC。為此，用共發射極交流電流放大系數β來表示這種控制能力。β定義為(2–10)反映在特性曲線上，為兩條不同IB曲線的間隔。第二十二頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二

(2)uCE變化對IC的影響很小。在特性曲線上表現為，iB一定而uCE增大時，曲線略有上翹(iC略有增大)。這是因為uCE增大，c結反向電壓增大，使c結展寬，所以有效基區寬度變窄，這樣基區中電子與空穴復合的機會減少，即iB要減小。而要保持iB不變，所以iC將略有增大。這種現象稱為基區寬度調制效應，或簡稱基調效應。從另一方面看，由于基調效應很微弱，uCE在很大范圍內變化時IC基本不變。因此，當IB一定時，集電極電流具有恒流特性。第二十三頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二

2飽和區

e結和c結均處于正偏的區域為飽和區。通常把uCE=uBE(即c結零偏)的情況稱為臨界飽和，對應點的軌跡為臨界飽和線。第二十四頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二

二、共發射極輸入特性曲線測量電路見圖2–4。共射輸入特性曲線是以uCE為參變量時，iB與uBE間的關系曲線，即典型的共發射極輸入特性曲線如圖2–6所示。第二十五頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二圖2–6共發射極輸入特性曲線第二十六頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二

(1)在uCE≥1V的條件下，當uBE<UBE(on)時，iB≈0。UBE(on)為晶體管的導通電壓或死區電壓，硅管約為0.5~0.6V，鍺管約為0.1V。當uBE>UBE(on)時，隨著uBE的增大，iB開始按指數規律增加，而后近似按直線上升。

(2)當uCE=0時，晶體管相當于兩個并聯的二極管，所以b,e間加正向電壓時，iB很大。對應的曲線明顯左移，見圖2–6。第二十七頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二

(3)當uCE在0~1V之間時，隨著uCE的增加，曲線右移。特別在0<uCE≤UCE(sat)的范圍內，即工作在飽和區時，移動量會更大些。

(4)當uBE<0時，晶體管截止，iB為反向電流。若反向電壓超過某一值時，e結也會發生反向擊穿。第二十八頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二

三、溫度對晶體管特性曲線的影響溫度對晶體管的uBE、ICBO和β有不容忽視的影響。其中，uBE

、ICBO隨溫度變化的規律與PN結相同，即溫度每升高1℃，uBE減小2~2.5mV；溫度每升高10℃，ICBO增大一倍。溫度對β的影響表現為，β隨溫度的升高而增大，變化規律是：溫度每升高1℃，β值增大0.5%~1%(即Δβ/βT≈(0.5~1)%/℃)。第二十九頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二

一、電流放大系數

1共發射極直流電流放大系數和交流電流放大系數β

和β分別由式(2–2)、(2–10)定義，其數值可以從輸出特性曲線上求出。

2共基極直流電流放大系數和交流電流放大系數由式(2–6)定義，而α定義為，uCB為常數時，集電極電流變化量ΔIC與發射極電流變化量ΔIE之比，即(2–11)第三十頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二由于ICBO、ICEO都很小，在數值上β≈,α≈

。所以在以后的計算中，不再加以區分。應當指出，β值與測量條件有關。一般來說，在iC很大或很小時，β值較小。只有在iC不大、不小的中間值范圍內，β值才比較大，且基本不隨iC而變化。因此，在查手冊時應注意β值的測試條件。尤其是大功率管更應強調這一點。第三十一頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二

二、極間反向電流

1ICBO

ICBO指發射極開路時，集電極—基極間的反向電流，稱為集電極反向飽和電流。

2ICEO

ICEO指基極開路時，集電極—發射極間的反向電流，稱為集電極穿透電流。

3IEBO

IEBO指集電極開路時，發射極—基極間的反向電流。第三十二頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二

三、結電容結電容包括發射結電容Ce(或Cb′e)和集電結電容Cc(或Cb′e)。結電容影響晶體管的頻率特性。關于晶體管的頻率特性參數，詳見第五章。第三十三頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二

四、晶體管的極限參數

1擊穿電壓

U(BR)CBO指發射極開路時，集電極—基極間的反向擊穿電壓。

U(BR)CEO指基極開路時，集電極—發射極間的反向擊穿電壓。U(BR)CEO<U(BR)CBO。

U(BR)EBO指集電極開路時，發射極—基極間的反向擊穿電壓。普通晶體管該電壓值比較小，只有幾伏。第三十四頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二

2集電極最大允許電流ICM

β與iC的大小有關，隨著iC的增大，β值會減小。ICM一般指β下降到正常值的2/3時所對應的集電極電流。當iC>ICM時，雖然管子不致于損壞，但β值已經明顯減小。因此，晶體管線性運用時，iC不應超過ICM

。第三十五頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二

3集電極最大允許耗散功率PCM

晶體管工作在放大狀態時，c結承受著較高的反向電壓，同時流過較大的電流。因此，在c結上要消耗一定的功率，從而導致c結發熱，結溫升高。當結溫過高時，管子的性能下降，甚至會燒壞管子，因此需要規定一個功耗限額。第三十六頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二

PCM與管芯的材料、大小、散熱條件及環境溫度等因素有關。一個管子的PCM如已確定，則由

PCM=IC·UCE可知，PCM在輸出特性上為一條IC與UCE乘積為定值PCM的雙曲線，稱為PCM功耗線，如圖2–7所示。第三十七頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二圖2–7晶體管的安全工作區第三十八頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二

2–3晶體管工作狀態分析及偏置電路

由晶體管的伏安特性曲線可知，晶體管是一種復雜的非線性器件。在直流工作時，其非線性主要表現為三種截然不同的工作狀態，即放大、截止和飽和。在實際應用中，根據實現的功能不同，可通過外電路將晶體管偏置在某一規定狀態。因此，在晶體管應用電路分析中，一個首要問題，便是晶體管工作狀態分析以及直流電路計算。第三十九頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二

2–3–1晶體管的直流模型在通常情況下，由外電路偏置的晶體管，其各極直流電流和極間直流電壓將對應于伏安特性曲線上一個點的坐標，這個點稱為直流(或靜態)工作點，簡稱Q點。在直流工作時，可將晶體管輸入、輸出特性曲線(見圖2–5、圖2–6)分別用圖2--8(a)和(b)所示的折線近似，這樣直流工作點(IBQ,UBEQ)和(ICQ,UCEQ)必然位于該曲線的直線段上。第四十頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二圖2–8晶體管伏安特性曲線的折線近似(a)輸入特性近似；(b)輸出特性近似第四十一頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二由圖2–8可知，當外電路使UBE<UBE(on)(對硅管約為0.7V，鍺管約為0.3V)時，IB=0，IC=0，即晶體管截止。此時，相當于b,e極間和c,e極間均開路，相應的直流等效模型如圖2–9(a)所示。第四十二頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二圖2–9晶體管三種狀態的直流模型(a)截止狀態模型；(b)放大狀態模型；(c)飽和狀態模型第四十三頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二

例1

晶體管電路如圖2–10(a)所示。若已知晶體管工作在放大狀態，β=100，試計算晶體管的IBQ,ICQ和UCEQ。第四十四頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二圖2–10晶體管直流電路分析(a)電路；(b)直流等效電路第四十五頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二圖2–10晶體管直流電路分析(a)電路；(b)直流等效電路第四十六頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二

解因為UBB使e結正偏，UCC使c結反偏，所以晶體管可以工作在放大狀態。這時用圖2–9(b)的模型代替晶體管，便得到圖2--10(b)所示的直流等效電路。由圖可知故有第四十七頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二

2–3–2晶體管工作狀態分析將晶體管接入直流電路，在通常情況下，圍繞晶體管可將電路化為圖2–11(a)所示的一般形式。由圖可知，若UBB≤UEE+UBE(on),且UBB<UCC，因IB=0或e結反偏，則晶體管截止。此時，三個電極電流均為零，而UBE=UBB-UEE,UCE=UCC-UEE

。

第四十八頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二圖2–11晶體管直流分析的一般性電路(a)電路；(b)放大狀態下的等效電路；(c)飽和狀態下的等效電路第四十九頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二若UBB>UEE+UBE(on)，則晶體管導通。現假定為放大導通，利用圖2–9(b)的模型可得該電路的直流等效電路如圖2–11(b)所示。由圖可得

UBB-UEE-UBE(on)=IBQRB+(1+β)IBQRE(2–12a)

(2–12b)(2–12c)借助式(2–12)的結果，現在可對電路中的晶體管是處于放大還是飽和作出判別。第五十頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二圖2–11晶體管直流分析的一般性電路(a)電路；(b)放大狀態下的等效電路；(c)飽和狀態下的等效電路第五十一頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二圖2–11晶體管直流分析的一般性電路(a)電路；(b)放大狀態下的等效電路；(c)飽和狀態下的等效電路第五十二頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二

例2

晶體管電路及其輸入電壓ui的波形如圖

2--12(a),(b)所示。已知β=50，試求ui作用下輸出電壓uo的值，并畫出波形圖。圖2–12例題2電路及ui,uo波形圖

(a)電路；(b)ui波形圖；(c)uo波形圖第五十三頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二圖2–12例題2電路及ui,uo波形圖

(a)電路；(b)ui波形圖；(c)uo波形圖第五十四頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二

解當ui=0時，UBE=0，則晶體管截止。此時，ICQ=0,uo=UCEQ=UCC=5V。當ui=3V時，晶體管導通且有而集電極臨界飽和電流為因為

第五十五頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二所以晶體管處于飽和。此時，ICQ=IC(sat)=1.4mA，而uo=UCEQ=UCE(sat)=0.3V。根據上述分析結果畫出的uo波形如圖2–12(c)所示。通過本例題可以看出，在實際電路分析中，由于晶體管的直流模型很簡單，一旦其工作狀態確定，則直流等效電路可不必畫出，而等效的涵義將在計算式中反映出來。第五十六頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二

2–3–3放大狀態下的偏置電路晶體管在放大應用時，要求外電路將晶體管偏置在放大區，而且在信號的變化范圍內，管子始終工作在放大狀態。此時，對偏置電路的要求是：①電路形式要簡單。例如采用一路電源，盡可能少用電阻等；②偏置下的工作點在環境溫度變化或更換管子時應力求保持穩定；③對信號的傳輸損耗應盡可能小。下面將介紹幾種常用的偏置電路。第五十七頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二

一、固定偏流電路電路如圖2–13所示。由圖可知，UCC通過RB使e結正偏，則基極偏流為(2–14a)只要合理選擇RB,RC的阻值，晶體管將處于放大狀態。此時(2–14b)

(2–14c)第五十八頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二圖2–13固定偏流電路第五十九頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二這種偏置電路雖然簡單，但主要缺點是工作點的穩定性差。由式(2–14)可知，當溫度變化或更換管子引起β,ICBO改變時，由于外電路將IBQ固定，所以管子參數的改變都將集中反映到ICQ,UCEQ的變化上。結果會造成工作點較大的漂移，甚至使管子進入飽和或截止狀態。第六十頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二

二、電流負反饋型偏置電路使工作點穩定的基本原理，是在電路中引入自動調節機制，用IB的相反變化去自動抑制IC的變化，從而使ICQ穩定。這種機制通常稱為負反饋。實現方法是在管子的發射極串接電阻RE，見圖2–14。由圖可知，不管何種原因，如果使ICQ有增大趨向時，電路會產生如下自我調節過程：

ICQ↑→IEQ↑→UEQ(=IEQRE)↑↓

ICQ↓←IEQ↓←UBEQ(=UEQ-UEQ)↓第六十一頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二圖2–14電流負反饋型偏置電路第六十二頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二結果，因IBQ的減小而阻止了ICQ的增大；反之亦然。可見，通過RE對ICQ的取樣和調節，實現了工作點的穩定。顯然，RE的阻值越大，調節作用越強，則工作點越穩定。但RE過大時，因UCEQ過小會使Q點靠近飽和區。因此，要二者兼顧，合理選擇RE的阻值。該電路與圖2–11(a)電路相比，差別僅在于此時UEE=0,UBB=UCC。參照式(2–12)，可得工作點的計算式為第六十三頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二(2–15a)(2–15b)(2–15c)第六十四頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二

三、分壓式偏置電路分壓式偏置電路如圖2–15(a)所示，它是電流負反饋型偏置電路的改進電路。由圖可知，通過增加一個電阻RB2，可將基極電位UB固定。這樣由ICQ引起的UE變化就是UBE的變化，因而增強了UBE對ICQ的調節作用，有利于Q點的近一步穩定。第六十五頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二圖2–15分壓式偏置電路(a)電路；(b)用戴文寧定理等效后的電路第六十六頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二圖2–15分壓式偏置電路(a)電路；(b)用戴文寧定理等效后的電路第六十七頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二為確保UB固定，應滿足流過RB1、RB2的電流I1IBQ，這就要求RB1、RB2的取值愈小愈好。但是RB1

、RB2過小，將增大電源UCC的無謂損耗，因此要二者兼顧。通常選取并兼顧RE和UCEQ而取(2–16a)

(2–16a)第六十八頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二從分析的角度看，在該電路的基極端用戴文寧定理等效，可得如圖2–15(b)的等效電路。圖中，RB=RB1‖RB2,UBB=UCCRB2/(RB1+RB2)。此時，工作點可按式(2–15)計算。如果RB1

、RB2取值不大，在估算工作點時，則ICQ可按下式直接求出：(2–17a)(2–17b)第六十九頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二

例3

電路如圖2–15(a)所示。已知β=100,UCC=12V,RB1=39kΩ,RB2=25kΩ,RC=RE=2kΩ，試計算工作點ICQ和UCEQ。

解第七十頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二若按估算法直接求ICQ，由式(2–17a)可得顯然兩者誤差很小。因此，在今后分析中可按估算法來求工作點。與上述穩定Q點的原理相類似，實際中還可采用電壓負反饋型偏置電路(見習題2–11電路)。其調節原理請讀者自行分析。除此之外，在集成電路中，還廣泛采用恒流源作偏置電路，即用恒流源直接設定ICQ。有關恒定源問題將在第四章詳細討論。第七十一頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二2–4放大器的組成及其性能指標晶體管的一個基本應用就是構成放大器。所謂放大，是在保持信號不失真的前提下，使其由小變大、由弱變強。因此，放大器在電子技術中有著廣泛的應用，是現代通信、自動控制、電子測量、生物電子等設備中不可缺少的組成部分。放大器涉及的問題很多，這些問題將在后續章節中逐一討論。本節主要說明小信號放大器的組成原理，簡要介紹放大器的性能指標，然后給出其二端口網絡的一般模型。第七十二頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二

2–4–1基本放大器的組成原則基本放大器通常是指由一個晶體管構成的單級放大器。根據輸入、輸出回路公共端所接的電極不同，實際有共射極、共集電極和共基極三種基本(組態)放大器。下面以最常用的共射電路為例來說明放大器的一般組成原理。第七十三頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二共射極放大電路如圖2–16所示。圖中，采用固定偏流電路將晶體管偏置在放大狀態，其中虛線支路的UCC為直流電源，RB為基極偏置電阻，RC為集電極負載電阻。輸入信號通過電容C1加到基極輸入端，放大后的信號經電容C2由集電極輸出給負載RL。因為放大器的分析通常采用穩態法，所以一般情況下是以正弦波作為放大器的基本輸入信號。圖中用內阻為Rs的正弦電壓源Us為放大器提供輸入電壓Ui。電容C1,C2稱為隔直電容或耦合電容，其作用是隔直流通交流，即在保證信號正常流通的情況下，使直流相互隔離互不影響。按這種方式連接的放大器，通常稱為阻容耦合放大器。第七十四頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二圖2–16共射極放大電路第七十五頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二通過上述實例可以看出，用晶體管組成放大器時應該遵循如下原則：

(1)必須將晶體管偏置在放大狀態，并且要設置合適的工作點。當輸入為雙極性信號(如正弦波)時，工作點應選在放大區的中間區域；在放大單極性信號(如脈沖波)時，工作點可適當靠向截止區或飽和區。

(2)輸入信號必須加在基極—發射極回路。由于正偏的發射結其iE與uBE的關系仍滿足式(1–4)，即(2–18)第七十六頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二而iC≈iE。所以，uBE對iC有極為靈敏的控制作用。因此，只有將輸入信號加到基極—發射極回路，使其成為控制電壓uBE的一部分，才能得到有效地放大。具體連接時，若射極作為公共支路(端)，則信號加到基極；反之，信號則加到射極。由于反偏的c結對iC幾乎沒有控制作用，所以輸入信號不能加到集電極。第七十七頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二

(3)必須設置合理的信號通路。當信號源和負載與放大器相接時，一方面不能破壞已設定好的直流工作點，另一方面應盡可能減小信號通路中的損耗。實際中，若輸入信號的頻率較高(幾百赫茲以上)，采用阻容耦合則是最佳的連接方式。第七十八頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二

2–4–2直流通路和交流通路對一個放大器進行定量分析時，其分析的內容無外乎兩個方面。一是直流(靜態)工作點分析，即在沒有信號輸入時，估算晶體管的各極直流電流和極間直流電壓。二是交流(動態)性能分析，即在輸入信號作用下，確定晶體管在工作點處各極電流和極間電壓的變化量，進而計算放大器的各項交流指標。第七十九頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二以圖2–16所示的共射放大器為例，按照上述方法，將電路中的耦合電容C1,C2開路，得直流通路，如圖2–17(a)所示；將C1,C2短路，直流電源UCC對地也短路，便得交流通路，如圖2–17(b)所示。第八十頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二圖2–17共射放大器的交、直流通路(a)直流通路；(b)交流通路第八十一頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二

2–4–3放大器的主要性能指標

放大器有一個輸入端口，一個輸出端口，所以從整體上看，可以把它當作一個有源二端口網絡，如圖2–18所示。因為輸入信號是正弦量，所以圖中有小寫下標的大寫字母均表示正弦量的有效值，并按二端口網絡的約定標出了電流的方向和電壓的極性。這樣，放大器的性能指標可以用該網絡的端口特性來描述。第八十二頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二圖2–18放大器等效為有源二端口網絡的框圖第八十三頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二

一、放大倍數A

放大倍數又稱為增益，定義為放大器的輸出量與輸入量的比值。根據處理的輸入量和所需的輸出量不同，有如下四種不同定義的放大倍數：電壓放大倍數電流放大倍數互導放大倍數互導放大倍數互阻放大倍數(2–19a)(2–19b)(2–19c)(2–19d)第八十四頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二其中，Au和Ai為無量綱的數值，而Ag的單位為西門子(S)，Ar的單位為歐姆(Ω)。有時為了方便，Au和Ai可取分貝(dB)為單位，即(2–20)第八十五頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二

二、輸入電阻Ri

輸入電阻是從放大器輸入端看進去的電阻，它定義為在圖2–18的框圖中，對信號源來說，放大器相當于它的負載，Ri則表征該負載能從信號源獲取多大信號。(2–21)第八十六頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二

三、輸出電阻Ro

輸出電阻是從放大器輸出端看進去的電阻。在圖2–18的框圖中，對負載來說，放大器相當于它的信號源，而Ro正是該信號源的內阻。根據戴文寧定理，放大器的輸出電阻定義為(2–22)Ro是一個表征放大器帶負載能力的參數。

第八十七頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二根據放大器輸入和輸出信號的不同，利用上述三個指標，則圖2–18所示的框圖可具體描述為四種二端口網絡模型，如圖2–19所示。圖中，Auo,Aro分別表示負載開路時的電壓、互阻放大倍數，而Ais,Ags則分別表示負載短路時的電流、互導放大倍數。第八十八頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二圖2–19放大器二端口網絡模型(a)電壓放大器；(b)電流放大器；(c)互導放大器；(d)互阻放大器第八十九頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二

四、非線性失真系數THD

由于放大管輸入、輸出特性的非線性，因而放大器輸出波形不可避免地會產生或大或小的非線性失真。具體表現為，當輸入某一頻率的正弦信號時，其輸出電流波形中除基波成分之外，還包含有一定數量的諧波。為此，定義放大器非線性失真系數為(2–23)第九十頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二式中I1m為輸出電流的基波幅值，Inm為二次諧波以上的各諧波分量幅值。由于小信號放大時非線性失真很小，所以只有在大信號工作時才考慮THD指標。第九十一頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二

五、線性失真放大器的實際輸入信號通常是由眾多頻率分量組成的復雜信號。由于放大電路中含有電抗元件(主要是電容)，因而放大器對信號中的不同頻率分量具有不同的放大倍數和附加相移，造成輸出信號中各頻率分量間大小比例和相位關系發生變化，從而導致輸出波形相對于輸入波形產生畸變。通常將這種輸出波形的畸變稱為放大器的線性失真或頻率失真。有關描述線性失真的一些具體指標，如截止頻率、通頻帶等將在第五章中詳細說明。第九十二頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二2–5放大器圖解分析法

2–5–1直流圖解分析直流圖解分析是在晶體管特性曲線上，用作圖的方法確定出直流工作點，求出IBQ、UBEQ和ICQ、UCEQ。對于圖2–16所示共射極放大器，其直流通路重畫于圖2–20(a)中。由圖可知，在集電極輸出回路，可列出如下一組方程：(2–24a)

(2–24b)第九十三頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二圖2–20共射放大器的直流、交流通路

(a)直流通路；(b)交流通路第九十四頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二如圖2–21(a)所示。圖中，直流負載線MN與iB=IBQ的輸出特性曲線相交于Q點，則該點就是方程組(2–24)的解(即直流工作點)。因而，量得Q點的縱坐標為ICQ，橫坐標則為UCEQ。第九十五頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二圖2–21放大器的直流圖解分析(a)直流負載線與Q點；(b)Q點與RB、RC的關系第九十六頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二圖2–21放大器的直流圖解分析(a)直流負載線與Q點；(b)Q點與RB、RC的關系第九十七頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二

例4在圖2–20(a)電路中，若RB=560kΩ,RC=3kΩ,UCC=12V，晶體管的輸出特性曲線如圖2–21(b)所示，試用圖解法確定直流工作點。

解取UBEQ=0.7V，由估算法可得第九十八頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二在輸出特性上找兩個特殊點：當uCE=0時，iC=UCC/RC=12/3=4mA，得M點；當iC=0時，uCE=UCC=12V，得N點。連接以上兩點便得到圖2–21(b)中的直流負載線MN，它與IB=20μA的一條特性曲線的交點Q，即為直流工作點。由圖中Q點的坐標可得，ICQ=2mA,UCEQ=6V。第九十九頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二

2–5–2交流圖解分析交流圖解分析是在輸入信號作用下，通過作圖來確定放大管各級電流和極間電壓的變化量。此時，放大器的交流通路如圖2–20(b)所示。由圖可知，由于輸入電壓連同UBEQ一起直接加在發射結上，因此，瞬時工作點將圍繞Q點沿輸入特性曲線上下移動，從而產生iB的變化，如圖2–22(a)所示。瞬時工作點移動的斜率為:(2–25)第一百頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二圖2–22放大器的交流圖解分析(a)輸入回路的工作波形；(b)輸出回路的工作波形第一百零一頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二圖2–22放大器的交流圖解分析(a)輸入回路的工作波形；(b)輸出回路的工作波形第一百零二頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二畫出交流負載線之后，根據電流iB的變化規律，可畫出對應的iC和uCE的波形。在圖2–22(b)中，當輸入正弦電壓使iB按圖示的正弦規律變化時，在一個周期內Q點沿交流負載線在Q1到Q2之間上下移動，從而引起iC和uCE分別圍繞ICQ和UCEQ作相應的正弦變化。由圖可以看出，兩者的變化正好相反，即iC增大，uCE減小；反之，iC減小，則uCE增大。第一百零三頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二根據上述交流圖解分析，可以畫出在輸入正弦電壓下，放大管各極電流和極間電壓的波形，如圖2–23所示。觀察這些波形，可以得出以下幾點結論：

(1)放大器輸入交變電壓時，晶體管各極電流的方向和極間電壓的極性始終不變，只是圍繞各自的靜態值，按輸入信號規律近似呈線性變化。

(2)晶體管各極電流、電壓的瞬時波形中，只有交流分量才能反映輸入信號的變化，因此，需要放大器輸出的是交流量。第一百零四頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二圖2–23共射極放大器的電壓、電流波形第一百零五頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二

(3)將輸出與輸入的波形對照，可知兩者的變化規律正好相反，通常稱這種波形關系為反相或倒相。第一百零六頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二

2–5–3直流工作點與放大器非線性失真的關系直流工作點的位置如果設置不當，會使放大器輸出波形產生明顯的非線性失真。在圖2–24(a)中，Q點設置過低，在輸入電壓負半周的部分時間內，動態工作點進入截止區，使iB,iC不能跟隨輸入變化而恒為零，從而引起iB,iC和uCE的波形發生失真，這種失真稱為截止失真。由圖可知，對于NPN管的共射極放大器，當發生截止失真時，其輸出電壓波形的頂部被限幅在某一數值上。第一百零七頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二若Q點設置過高，如圖2–24(b)所示，則在輸入電壓正半周的部分時間內，動態工作點進入飽和區。此時，當iB增大時，iC則不能隨之增大，因而也將引起iC和uCE波形的失真，這種失真稱為飽和失真。由圖可見，當發生飽和失真時，其輸出電壓波形的底部將被限幅在某一數值上。第一百零八頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二圖2–24Q點不合適產生的非線性失真

(a)截止失真；(b)飽和失真第一百零九頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二圖2–24Q點不合適產生的非線性失真

(a)截止失真；(b)飽和失真第一百一十頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二通過以上分析可知，由于受晶體管截止和飽和的限制，放大器的不失真輸出電壓有一個范圍，其最大值稱為放大器輸出動態范圍。由圖2–24可知，因受截止失真限制，其最大不失真輸出電壓的幅度為而因飽和失真的限制，最大不失真輸出電壓的幅度則為(2–26a)(2–26b)第一百一十一頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二式中，UCES表示晶體管的臨界飽和壓降，一般取為1V。比較以上二式所確定的數值，其中較小的即為放大器最大不失真輸出電壓的幅度，而輸出動態范圍

Uopp則為該幅度的兩倍，即

Uopp=2Uom

(2–27)

顯然，為了充分利用晶體管的放大區，使輸出動態范圍最大，直流工作點應選在交流負載線的中點處。第一百一十二頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二

2–6放大器的交流等效電路分析法

2–6–1晶體管交流小信號電路模型根據導出的方法不同，晶體管交流小信號電路模型可分為兩類：一類是物理型電路模型，它是模擬晶體管結構及放大過程導出的電路模型，它有多種形式，其中較為通用的是混合π型電路模型；另一類是網絡參數模型，它是將晶體管看成一個雙端口網絡，根據端口的電壓、電流關系導出的電路模型，其中應用最廣的是H參數電路模型。不論按哪種方法導出的電路模型，它們都應當是等價的，因而相互間可以進行轉換。第一百一十三頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二

一、混合π型電路模型工作在放大狀態下的共射極晶體管如圖2–25(a)所示。圖2–25晶體管放大過程分析及電路模型

(a)共發射極晶體管；(b)電路模型第一百一十四頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二

晶體管輸入端ube控制iB的作用，可以用b,e極間相應的交流結電阻rbe來等效，其大小為靜態工作點處uBE對iB的偏導值，即(2–28)第一百一十五頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二分別為發射結交流電阻和re等效到基極支路的折合系數。根據正向PN結電流與電壓間的近似關系式可求得re，其值為

(2–29)第一百一十六頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二可見，re與溫度有關，并與晶體管直流工作電流IEQ成反比。室溫下，UT=26mV，所以re=26mV/IEQ。ube通過ib對ic的控制作用，可以用接在c,e極間的一個電壓控制電流源來等效，即

ic=gmube

(2–30)

式中控制參量gm反映ube對ic的控制能力，稱為正向傳輸電導，簡稱跨導。其大小為靜態工作點處iC對uBE的偏導值，即(2–31)式中：第一百一十七頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二為共發射極交流電流放大系數。利用式(2–28)和

,gm又可表示為(2–32)第一百一十八頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二根據上述晶體管放大過程畫出的共發射極交流等效電路模型如圖2–25(b)所示。圖中rce和rbc分別為集電極輸出電阻和反向傳輸電阻，它們都是模擬基區調寬效應的等效參量。由晶體管特性曲線可知，當uCE變化時，iC和iB都將發生相應變化。其中，uce引起的ic變化用交流電阻rce等效，其值為(2–33)反映在輸出特性上，即是曲線在工作點處切線斜率的倒數。

uce引起的ib變化用交流電阻rbc等效，其值為第一百一十九頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二圖2–26為平面管的結構示意圖，圖中rbb′,ree′和rcc′分別表示基區、發射區和集電區沿電流方向的體電阻。在圖2–25(b)的電路模型中，當考慮了寄生參量rbb′,Cb′e和Cb′c的影響后，便得到完整的混合π型電路模型，如圖2--27(a)所示。(2–34)第一百二十頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二圖2–26平面管結構示意圖第一百二十一頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二圖2–27完整的混合π型電路模型(a)高頻時的電路模型；(b)低頻時的電路模型第一百二十二頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二圖2–27完整的混合π型電路模型(a)高頻時的電路模型；(b)低頻時的電路模型第一百二十三頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二

二、低頻H參數電路模型對于圖2–25(a)所示的共發射極晶體管，在低頻工作條件下，當把它看成一個雙端口網絡時，若取iB和uCE為自變量，則有(2–35a)

(2–35b)在工作點處，對式(2–35)取全微分，得(2–36a)(2–36b)第一百二十四頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二當輸入為正弦量并用有效值表示時，以上兩式可寫為(2–37a)(2–37b)式中：

(2–38a)(2–38b)(2–38c)(2–38d)第一百二十五頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二分別定義為晶體管輸出交流短路時的輸入電阻、輸入交流開路時的反向電壓傳輸系數、輸出交流短路時的電流放大系數和輸入交流開路時的輸出電導。可見，這四個參數具有不同的量綱，而且要在輸入開路或輸出交流短路條件下求得。由式(2–37)并根據四個參數的意義，得出的低頻H參數電路模型如圖2–28所示。第一百二十六頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二圖2–28共發射極晶體管H參數電路模型第一百二十七頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二由于共射極輸入、輸出特性曲線本身就是描述晶體管端口特性的一種方式，因此，在工作點處，當用變化量的比值近似偏導數時，可在特性曲線上通過圖解求出電路模型中每一參數值。其方法見圖2–29(a)~(d)。第一百二十八頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二圖2–29在特性曲線上求H參數的方法第一百二十九頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二圖2–29在特性曲線上求H參數的方法第一百三十頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二圖2–29在特性曲線上求H參數的方法第一百三十一頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二圖2–29在特性曲線上求H參數的方法第一百三十二頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二對于hoe，還可采用下述方法估算。由于基區調寬效應，當iB一定時，iC隨uCE的增大略有上翹。若將每條共射極輸出特性曲線向左方延長，都會與uCE負軸相交于一點，其交點折合的電壓稱為厄爾利電壓，用UA表示，如圖2–30所示。顯然，UA越大，表示基區調寬效應越弱。對于小功率晶體管，UA一般大于100V。由圖2--30不難求出在Q點處的hoe，即(2–39)第一百三十三頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二圖2–30利用厄爾利電壓求hoe第一百三十四頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二由于混合π型電路模型與H參數電路模型等價，所以H參數還可以通過混合π型參數確定。輸出交流短路和輸入交流開路的低頻混合π型電路分別如圖2–31(a),(b)所示。利用該圖并根據式(2–38)每個H參數的意義，可分別求得如下關系：圖2–31求H參數用的混合π型電路(a)輸出交流短路的混合π型電路第一百三十五頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二圖2–31求H參數用的混合π型電路

(a)輸出交流短路的混合π型電路；

(b)輸入交流開路的混合π型電路第一百三十六頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二(2–40a)

(2–40b)(2–40c)(2–40d)第一百三十七頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二如果忽略r

b′c的影響，則式(2–40)可簡化為(2–41a)(2–41b)(2–41c)(2–41d)第一百三十八頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二這就是工程分析中實用的H參數。其相應的低頻H參數電路模型如圖2–32所示。以上導出的兩種晶體管交流模型各具特點。通常，在寬帶放大器的分析中，采用圖2–27(a)混合π型電路模型比較方便；而在低頻放大器的分析中，采用圖2–32H參數電路模型則相對簡單。為了使參數一致，在以后的分析中均采用混合π型電路參數。第一百三十九頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二圖2–32實用的低頻H參數電路模型第一百四十頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二

2–6–2共射極放大器的交流等效電路分析法利用晶體管交流模型分析放大器，可按以下步驟進行。第一步，根據直流通路估算直流工作點；第二步，確定放大器交流通路，用晶體管交流模型替換晶體管得出放大器的交流等效電路；第三步，根據交流等效電路計算放大器的各項交流指標。其中，關于工作點分析已在2–3–3節中作過詳細介紹，這里不再討論。下面將以共射放大器為例，著重討論放大電路交流性能的分析方法。第一百四十一頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二共射極放大器如圖2–33(a)所示。圖中，采用分壓式穩定偏置電路，使晶體管有一合適工作點(ICQ，UCEQ)。由于旁通電容CE將RE交流短路，因而射極交流接地。由放大器交流通路可以畫出圖2–33(b)所示交流等效電路。圖中虛線方框部分就是被替換的晶體管交流模型。根據該等效電路，共射極放大器的交流指標分析如下。第一百四十二頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二圖2–33共射極放大器及其交流等效電路

(a)電路；(b)交流等效電路第一百四十三頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二圖2–33共射極放大器及其交流等效電路

(a)電路；(b)交流等效電路第一百四十四頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二

1.電壓放大倍數Au

由圖可知，輸入交流電壓可表示為輸出交流電壓為故得電壓放大倍數式中：(2---42)第一百四十五頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二

2.電流放大倍數Ai

由圖2–33(b)可以看出，流過RL的電流Io為而

式中RB=RB1‖RB2。由此可得(2–44)(2–45)若滿足RB>>rbe,RL<<RC，則第一百四十六頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二

4.輸出電阻按照Ro的定義，在圖2–33(b)電路的輸出端加一電壓Uo，并將Us短路時，因Ib=0，則受控源βIb=0。這時，從輸出端看進去的電阻為RC，因此(2–48)

另外，放大器的輸入、輸出電阻還可以通過測量求得。測量電路分別如圖2–34(a)、(b)所示。在圖(a)中，分別測出已知電阻R兩端到地的電壓U′i和Ui，因而輸入電流Ii為第一百四十七頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二圖2–34Ri和Ro的測量電路(a)Ri的測量電路；(b)Ro的測量電路第一百四十八頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二在圖(b)中，用開關S控制已知負載電阻RL是否接到輸出端。在輸入電壓作用下，首先打開S，測得負載開路電壓U′o，然后閉合S，測得接入負載時的電壓Uo。因兩者電壓有如下關系：由Ri定義可得

(2–49)所以(2–50)第一百四十九頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二

5.源電壓放大倍數Aus

Aus定義為輸出電壓Uo與信號源電壓Us的比值，即(2–51)可見，|Aus|<|Au|。若滿足RiRs，則Aus≈Au。

6.將旁通電容CE開路即發射極接有電阻RE時的情況此時，對交流信號而言，發射極將通過電阻RE接地，其交流等效電路如圖2–35所示。由圖可知第一百五十頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二圖2–35發射極接電阻時的交流等效電路第一百五十一頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二而Uo仍為-βIbR′L，則電壓放大倍數變為(2–52)可見放大倍數減小了。這是因為RE的自動調節(負反饋)作用，使得輸出隨輸入的變化受到抑制，從而導致Au減小。當(1+β)RE>>rbe時，則有(2–53)與此同時，從b極看進去的輸入電阻R′i變為第一百五十二頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二即射極電阻RE折合到基極支路應擴大(1+β)倍。因此，放大器的輸入電阻為

Ri=RB1‖RB2‖R′i

(2–54)

顯然，與式(2–46)相比，輸入電阻明顯增大了。

對于輸出電阻，盡管Ic更加穩定，但從輸出端看進去的電阻仍為RC，即Ro=RC。第一百五十三頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二

例5在圖2–33(a)電路中，若RB1=75kΩ，RB2=25kΩ,RC=RL=2kΩ,RE=1kΩ,UCC=12V，晶體管采用3DG6管，β=80,r

bb′=100Ω,Rs=0.6kΩ,試求該放大器的直流工作點ICQ、UCEQ及Au,Ri,Ro和Aus等項指標。

解按估算法計算Q點：

第一百五十四頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二下面計算交流指標。

第一百五十五頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二將rbe,R′L的阻值代入上式，得第一百五十六頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二

例6

在上例中，將RE變為兩個電阻RE1和RE2串聯，且RE1=100Ω,RE2=900Ω，而旁通電容CE接在RE2兩端，其它條件不變，試求此時的交流指標。

解由于RE=RE1+RE2=1kΩ，所以Q點不變。對于交流通路，現在射極通過RE1接地。因而，交流等效電路變為圖2–35所示電路，只是圖中RE=RE1=100Ω。此時，各項指標分別為第一百五十七頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二可見，RE1的接入，使得Au減小了約10倍。但是，由于輸入電阻增大，因而Aus與Au的差異明顯減小了。第一百五十八頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二

2–7共集電極放大器和共基極放大器

2–7–1共集電極放大器共集電極放大電路如圖2–36(a)所示。圖中采用分壓式穩定偏置電路使晶體管工作在放大狀態。具有內阻Rs的信號源Us從基極輸入，信號從發射極輸出，而集電極交流接地，作為輸入、輸出的公共端。由于信號從射極輸出，所以該電路又稱為射極輸出器。第一百五十九頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二圖2–36共集電極放大器及交流等效電路

(a)電路；(b)交流等效電路第一百六十頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二圖2–36共集電極放大器及交流等效電路

(a)電路；(b)交流等效電路第一百六十一頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二1.電壓放大倍數Au由圖2–36(b)，可得如下關系式因而(2–55)式中：

第一百六十二頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二式(2–55)表明，Au恒小于1，一般情況下，滿足(1+β)R′L>>rbe，因而又接近于1，且輸出電壓與輸入電壓同相。換句話說，輸出電壓幾乎跟隨輸入電壓變化。因此，共集電極放大器又稱為射極跟隨器。第一百六十三頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二

2.電流放大倍數Ai

在圖2–36(b)中，當忽略RB1、RB2的分流作用時，則Ib=Ii，而流過RL的輸出電流Io為由此可得

(2–56)第一百六十四頁，共一百九十九頁，編輯于2023年，星期二

3.輸入電阻Ri

由圖2–36(b)可知，從基極看進去的電阻R′i為所以與共射電路相比，由于R