第8章角度調制與解調主要內容8.0概述8.1角度調制信號分析8.2調頻方法概述及直接調頻8.3間接調頻8.4調頻信號的解調8.0概述為什么要采用角度調制？調頻是使高頻載波的瞬時頻率按調制信號規律變化的一種調制方式；調相是使高頻載波的瞬時相位按調制信號規律變化的一種調制方式。因為這兩種調制都表現為高頻振蕩波的總瞬時相角受到調變，故將它們統稱為角度調制（簡稱調角）。8.1.1瞬時頻率和瞬時相位的關系瞬時頻率瞬時相位0實軸8.1.2調角波的數學表示調制信號：載波信號：對于調頻：ω0是未調制時的載波中心頻率；kfvΩ(t)是瞬時頻率相對于ω0的偏移，叫瞬時頻率偏移，簡稱頻率偏移或頻移。可表示為最大頻移，即頻偏，表示為瞬時頻率瞬時相位瞬時相位偏移（相移）調制指數最大相移（相偏）8.1.2調角波的數學表示（續1）調制信號：載波信號：對于調相：最大相移，即相偏，表示為瞬時相位瞬時頻率瞬時頻率偏移（頻移）調制指數最大頻移（頻偏）ω0t+θ0是未調制時的載波相位；kpvΩ(t)是瞬時相位相對于ω0t+θ0的偏移，叫瞬時相位偏移，簡稱相位偏移或相移。可表示為8.1.2調角波的數學表示（續3）以單音調制波為例調制信號調頻瞬時頻率瞬時相位調頻信號8.1.2調角波的數學表示（續4）調相瞬時頻率瞬時相位調相信號8.1.2調角波的數學表示（續5）m

pΔωpΔωfΩm

fΩ調頻調相可以看出調相制的信號帶寬隨調制信號頻率的升高而增加，而調頻波則不變，有時把調頻制叫做恒定帶寬調制。8.1.3調角波的頻譜和頻譜寬度（續1）8.1.3調角波的頻譜和頻譜寬度（續2）m載波第一類貝賽爾函數曲線8.1.3調角波的頻譜和頻譜寬度（續3）第一類貝賽爾函數表8.1.3調角波的頻譜和頻譜寬度（續5）上式表明，改變mf僅會引起載波分量和各邊帶分量之間功率的重新分配，但不會引起總功率的改變。

4)當V0一定時，不論mf為何值，調頻波的平均功率恒為定值，并且等于未調制時的載波功率。在電阻R上，調頻波的平均功率應為18.1.3調角波的頻譜和頻譜寬度（續6）一個例子8.1.3調角波的頻譜和頻譜寬度（續7）對于任一給定的mf值，高到一定次數的邊頻分量其振幅已經小到可以忽略，以致濾除這些邊頻分量對調頻波形不會產生顯著的影響。二、帶寬通常規定：凡是振幅小于未調制載波振幅的1％(或10％，根據不同要求而定)的邊頻分量均可忽略不計，保留下來的頻譜分量就確定了調頻波的頻帶寬度。如果將小于調制載波振幅l0％的邊頻分量略去不計，則頻譜寬度BW可由下列近似公式求出：8.1.3調角波的頻譜和頻譜寬度（續9）調頻調相

對于調頻制，僅當F變化時，在常用的寬帶調頻制中，頻率分量隨mf變化而變化，但同時帶寬基本恒定。因此又把調頻叫做恒定帶寬調制。

對于調相制，僅當F變化時，頻率分量不變，但帶寬變化。特別是F增加時，帶寬增加。對于Fmin～Fmax而言，

Fmax決定總的帶寬。8.2調頻方法概述及直接調頻8.2.1調頻方法概述8.2.2變容二極管直接調頻8.2.3電抗管直接調頻8.2.4晶體振蕩器直接調頻8.2.1調頻方法概述直接調頻間接調頻變容二極管直接調頻電抗管直接調頻晶體振蕩器直接調頻諧振回路/移相網絡調相矢量合成法調相（阿姆斯特朗法）脈沖調相調制信號積分＋調相8.2.2變容二極管直接調頻（續1）變容二極管是一種電壓控制的可變電抗元件，主要利用半導體PN結的結電容隨反向電壓變化這一特性。結電容Cj與反向電壓vR存在如下關系：Cj0：

時的電容值（零偏置電容）:反向偏置電壓

γ：結電容變化指數，通常γ=1/2～1/3，經特殊工藝制成的超突變結電容γ=1～5VD：PN結勢壘電位差。

＋－CjvR8.2.2變容二極管直接調頻（續2）CjQC

jvRVQ靜態工作點時的結電容值調制深度8.2.2變容二極管直接調頻（續5）當γ＝2時，無非線性失真，為線性調頻。調制靈敏度最大頻移8.2.2變容二極管直接調頻（續6）當γ≠2時，進行冪級數展開：忽略高次項中心頻率偏移調制信號二次諧波引起的最大頻移調制靈敏度最大頻移8.2.3電抗管直接調頻電抗管是由放大管和90度相移電路組成的二端有源網絡。如圖以場效應電抗管為例說明。AB兩端的輸入阻抗ZAB的性質取決于Z1和Z2阻抗的性質。假設|Z1|>>|Z2|及|ID|>>|I1|，且Z1和Z2中必須有一個為電阻，不妨設8.2.3電抗管直接調頻（續1）其他情況為使頻率變化和VΩ成線性，須保證Ce的變化不能太大。8.2.4晶體振蕩器直接調頻直接調頻的主要優點是可以獲得較大的頻偏，但是中心頻率的穩定性較差。穩定中心頻率可以采用石英晶體振蕩器直接調頻電路。變容二極管接入振蕩回路有兩種方式。一種是與石英晶體相串聯，另一種是與石英晶體相并聯。并聯方式有一個較大的缺點，就是變容管參數的不穩定性直接嚴重地影響調頻信號中心頻率的穩定度。因而廣泛應用的還是串聯方式。8.2.4晶體振蕩器直接調頻（續1）PierceOscillators(c－b)型振蕩器

8.2.4晶體振蕩器直接調頻（續2）調制信號

Pierce型振蕩器

調制信號放大

8.3間接調頻高穩定度載波振蕩器相位調制器積分電路多級倍頻和混頻器寬帶窄帶諧振回路/移相網絡調相矢量合成法調相（阿姆斯特朗法）脈沖調相調相8.3間接調頻（續1）時有：如果設C>>Cj，則移相網絡8.3間接調頻（續2）回路的諧振頻率：回路的頻率變化為:對而言實現了調相。假設：所以回路引入的相位變化:8.4調頻信號的解調8.4.1概述8.4.2振幅鑒頻器（斜率鑒頻器）失諧回路振幅鑒頻器差分峰值振幅鑒頻器8.4.3相位鑒頻器8.4.4比例鑒頻器8.4.5正交鑒頻器（比相鑒頻器）8.4.1概述利用頻－幅轉換電路得到AM-FM，再用包絡檢波失諧回路振幅鑒頻器乘積型相位鑒頻器（正交鑒頻器）利用頻－相轉換電路得到PM-FM，再疊加或相乘疊加型相位鑒頻器脈沖計數式鑒頻差分峰值振幅鑒頻器FM+(PM-FM)＝AM-FM，包絡檢波FM×(PM-FM)，低通濾波電容耦合型互感耦合型比例鑒頻8.4.1概述（續1）鑒頻特性曲線鑒頻器的指標鑒頻靈敏度鑒頻跨導鑒頻帶寬寄生調幅抑制能力失真和穩定性鑒頻跨導鑒頻靈敏度：鑒頻器正常工作所需的最小輸入調頻波的幅度。鑒頻帶寬8.4.2振幅鑒頻器（斜率鑒頻器）失諧回路振幅鑒頻器vo(t)C1vFM(t)L1DCRv1(t)+_+_+_并聯回路L1C1的諧振頻率為f0單失諧回路振幅鑒頻器調頻波的載波頻率為fcfc≠f0利用諧振回路的幅頻特性包絡檢波器8.4.2振幅鑒頻器（續1）AM-FM缺點：線性范圍太窄單失諧回路振幅鑒頻器鑒頻特性及波形示意8.4.2振幅鑒頻器（續2）雙失諧回路振幅鑒頻器（平衡斜率鑒頻器）并聯回路L1C1的諧振頻率為f01調頻波的載波頻率為fcf02<fc<f01并聯回路L2C2的諧振頻率為f02C1vFM(t)L1v1(t)+_+_+_C2L2+_+_v2(t)vo1(t)vo2(t)vo(t)+_=vo1(t)-vo2(t)8.4.2振幅鑒頻器（續3）缺點：調整困難雙失諧回路振幅鑒頻器鑒頻特性8.4.2振幅鑒頻器（續4）差分峰值振幅鑒頻器T1和T2:射極跟隨器T3、C3、Ri5和T4、C4、Ri6:包絡檢波器T5、T6:差分放大器vg:調頻信號L1、C1、C2:頻率幅度轉換電路8.4.2振幅鑒頻器（續5）并聯諧振頻率串聯諧振頻率合理安排ω1、ω2

和ωc三者關系，v1、v2的幅度將隨輸入信號的ω變化而變化：當ω＝ω1時，V1最大，V2最小；當ω＝ω2時，V1最小，V2最大；當ω＝ωc時，調整參數，令V1V2大小相當。8.4.2振幅鑒頻器（續6）差分峰值振幅鑒頻器鑒頻特性8.4.3相位鑒頻器利用頻－相轉換電路得到PM-FM，再與FM疊加得到AM-FM波，最后利用包絡檢波還原出原始調制信號。疊加型相位鑒頻器互感耦合型相位鑒頻器C4高頻耦合電容L3高頻扼流圈初、次級回路均諧振于載波頻率＋－＋－8.4.3相位鑒頻器（續1）上下兩個包絡檢波器的輸入電壓分別為雖然、的振幅都是恒定的，但兩者間的相位差是隨輸入信號的頻率變化而變化的，下面分析該變化過程：為便于分析，不考慮初級線圈損耗和次級對初級回路的影響，則近似可得如圖所示等效回路C1L1r2+_C2L2+_+_M8.4.3相位鑒頻器（續2）當f=fc時，XL2=XC2，故，根據輸入信號頻率f可作如下討論：即比超前。8.4.3相位鑒頻器（續3）當f>fc時，XL2>XC2，令X2＝XL2－XC2>0,則即比超前。故8.4.3相位鑒頻器（續4）當f<fc時，XL2<XC2，令X2＝XL2－XC2<0,則即比超前。故8.4.4比例鑒頻器為了抑止寄生調幅，往往要在鑒頻器前加一級限幅器。前面的分析假定理想調頻波，即輸入信號V12振幅恒定。實際中，當噪聲、各種干擾以及電路頻率特性的不均勻性所引起的輸入信號的寄生調幅，都可能直接在相位鑒頻器的輸出信號中反映出來。信號頻率變化引起的輸出考慮寄生調幅干擾后信號頻率變化引起的輸出8.4.4比例鑒頻器（續1）能否對相位鑒頻器的電路作某些改動來獲得一定的限幅作用，以省掉限幅器呢?為了回答這個問題，需要從一個新的觀點對相位鑒頻器進行深入一步的分析。前面的圖中但分析如果能讓即使輸入存在寄生調幅干擾，輸出也不變！8.4.4比例鑒頻器（續2）兩個檢波器總負載電阻近似為8.4.4比例鑒頻器（續3）與前述電路的區別：(1)a’b’兩端的輸出非差電壓而是和電壓(2)C6為大電容，兩端電壓近似不變(3)輸出改為即有減小了一半！8.4.4比例鑒頻器（續4）下面討論自限幅過程：由外界因素引起的調頻波幅度變化會導致和向相同的方向變化，而由頻率變化引起的和的幅度變化方向是不同的。8.4.4比例鑒頻器（續5）8.4.5正交鑒頻器（比相鑒頻器）由于調頻信號和參考信號同頻正交(對于載頻而言)，因此，稱之為正交鑒頻器。LPF移相網絡移相網絡8.4.5正交鑒頻器（續1）其中可見，vFMS與vFM之間的相位差為其傳輸函數為相頻特性曲線8.4.5正交鑒頻器（續2）若設（當Δf/f0<<1時）可見，鑒頻器的輸出與輸入調頻信號的頻偏成正比。則在上面電路中，調整L、C和C1均可改變回路諧振頻率，只要滿足經LPF后本章作業8.9B1:如圖為變容二極管調頻電路中心頻率fc＝