PWM脈寬調制式逆變器第1頁/共72頁RPWM是波形調制式PWM逆變器中最簡單的一種。當逆變器的轉換次數限制在30次以內時，RPWM調制波是最好的。單脈沖RPWM逆變器多脈沖RPWM逆變器三相RPWM逆變器3.1同步式RPWM方波調制逆變器第2頁/共72頁3.1.1單脈沖RPWM逆變器第3頁/共72頁3.1.2多脈沖RPWM逆變器第4頁/共72頁3.1.3三相RPWM逆變器第5頁/共72頁1.RPWM方法1第6頁/共72頁2.RPWM方法2第7頁/共72頁SPWM正弦波脈寬調制法（SinusoidalPWM）是調制波為正弦波、載波為三角波或鋸齒波的一種脈寬調制法。二階式與三階式脈寬調制方法。所謂階是指PWM式逆變器輸出電壓的電平數。二階式的PWM波形有正、負兩個電平（雙極性調制），三階式的PWM波形有正、負和零三種（單極性調制）。3.2同步與非同步SPWM正弦脈寬調制逆變器第8頁/共72頁3.2.1載波為全波三角波的單相二階SPWM逆變器載波為全波三角波的單相二階SPWM逆變器輸出電壓的諧波包含下列成分：基波、載波、載波的m次諧波、載波及載波m次諧波的上下邊頻諧波，其中基波幅值與調制度M成正比，可以通過調節調制波幅值的大小就可以調節輸出電壓。當m為偶數時，載波的m次諧波不存在；當m+n為偶數時，載波與載波的m次諧波的上下邊頻諧波也不存在。頻譜的分布不僅與M有關，也與載波比N有關，N可以改變諧波的頻率，N越大，諧波頻率越高，濾波越容易。第9頁/共72頁（1）同步式SPWM當正弦調制波的起點位置不同時，二階SPWM波動雙重傅里葉級數表示式調制波起始點在三角波的正負峰值處時，輸出電壓中含有正弦項和余弦項；而調制波起始點在三角波起始點在三角波上升或下降沿零點處時，輸出電壓中只含正弦項，波形對稱于原點。所以，就輸出波形而論，正弦調制波起始點取在三角波的上升或者下降沿零點處為好，它可以得到對稱于原點的奇函數波形，這一點在N值較小的同步應用時是很重要的。第10頁/共72頁就輸出波形而言，N=奇數為好，它可以使輸出電壓中的諧波全為奇次諧波，所得到的波形既對稱于原點，又對稱于縱軸（鏡對稱），所以是奇次諧波函數。當N=奇數時，比較正弦波起始點位置在下降沿零點處和在上升沿零點處兩種波形可知，上升沿零點處，所得波形的第一個脈沖是負脈沖，而且當N值很小時波形很差，不如起始點在下降沿零點處。所以在選擇調制波起始點的位置和選擇N等于奇數或偶數時，應選取起始點在下降沿零點處，N=奇數為最好。（2）同步式SPWMN取奇數或偶數時對輸出波形的影響第11頁/共72頁為了得到較好的輸出波形，必須做到以下三點：1）SPWM中的調制波與載波必須同步工作，即N=正整數。2）N必須取奇整倍數，以保輸出波形為奇諧波函數，既對稱于原點，又對稱于橫軸。3）正弦調制波起始點的位置必須在三角波的下降沿零點處，在N值很小時這一點尤為重要。（3）載波比N的數值的選擇第12頁/共72頁所謂過調制。即調制度M>1的調制。在M=0～1區間內，基波幅值隨著M的增大而線性地增加；在M=1～3.24區間內，基波幅值隨著M的增大而呈非線性增加；在M>3.24時曲線呈飽和狀態，基波幅值不再隨M的增大而增加。（4）過調制（M>1）的影響第13頁/共72頁3.2.2載波為半波三角波的單相三階SPWM逆變器載波用三角波的三階SPWM波形的諧波含量比載波用全波三角波的二階SPWM波形的諧波含量要小。第14頁/共72頁采用“相位差法”獲得三階SPWM波形兩個相位相反的二階SPWM波相減，就得到了一個N=2N’的三階SPWM波，而兩個二階SPWM中的載波、載波的奇次諧波，以及它們的上下邊頻都被消除掉了。第15頁/共72頁3.2.3載波為三角波的三相SPWM逆變器第16頁/共72頁1.同步SPWM正弦波調制起始點位置與N等于奇數或者偶數對輸出線電壓波形的影響雖然N都等于9（是奇數），但調制波起始點位置不同，所得到的波形也就不同。比較線電壓的波形與諧波分析結果，得出以下結論：調制波起始點位置在三角波下降沿零點處的波形較好，它既對稱于原點，又對稱于橫軸。第17頁/共72頁當N的數值較高時，調制波起始點位置與N取奇數還是偶數對波形的影響很小，可以隨便選取，調制波與載波可以同步工作，也可以非同步工作；當N的數值取得較小時，例如N<22時，為了避免基波與變頻諧波頻率接近而發生跳動，并得到較好的三相脈寬調制波形，必須做到以下三點：1）調制波與載波必須同步工作；2）N必須取3的奇整倍數；3）正弦調制波起始點的位置必須在三角波的下降沿零點處。2.載波比N的數值選擇第18頁/共72頁與M<=1的線性區比較，在過調制區將出現更多的邊頻諧波圍繞在N及其倍數的諧波頻率中心。在線性區內出現的一些主要諧波幅值過大的現象在過調制區不再存在。M過大時，SPWM演變到方波區，輸出電壓的幅值不能再通過SPWM調制方法改變。過調制的優點是直流電源電壓的利用率高，缺點是輸出波形較差，基波電壓幅值與M值的增大不成比例。3.過調制（M>1）的影響第19頁/共72頁3.2.4死區對SPWM逆變器輸出電壓的影響對于SPWM三相半橋式逆變器，由于所用開關管固有存儲時間的影響，開通時間往往小于關斷時間，因此很容易發生橋臂兩只開關管同時導通的短路故障，為了避免這種故障，通常要設置開關時滯，也可以成為死區。死區的設置方式有兩種：一種是提前一半死區時間關斷，延滯一半死區時間開通，稱為雙邊對稱設置；另一種是按時關斷，延滯死區時間開通，稱為單邊不對稱設置。引起實際輸出電壓波形畸變的因素有三個：1）死區與死區的設置方式；2）感性負載時反饋二極管的續流；3）負載功率因素。其中死區和二極管續流是實際波形發生畸變的根本原因。設置方式和負載功率因素的影響只是改變誤差波的脈沖分布狀態。第20頁/共72頁1.死區雙邊對稱設置時輸出相電壓的諧波分析第21頁/共72頁2.死區單邊不對稱設置時輸出相電壓的波形分析第22頁/共72頁3.死區雙邊對稱設置時誤差波的諧波分析第23頁/共72頁4.死區單邊不對稱設置時誤差波的諧波分析第24頁/共72頁5.死區雙邊對稱設置時輸出相電壓的諧波方程式實際波等于有死區波與誤差波之和，為了便于死區波與誤差波的相加，必須首先找出實際波，死區波，誤差波之間的相位關系，然后根據它們的相位相加。第25頁/共72頁6.死區單邊不對稱設置時輸出相電壓的波形方程式第26頁/共72頁7.死區對輸出電壓影響的分析運行方式或負載功率因素影響空載或功率因素為零時功率因素小于1時死區設置方式的影響對稱設置方式不對稱設置方式死區時間的影響載波比的影響優點可以避免同橋臂開關管的同時導通的短路故障二極管續流，能使開關管ZVT開通缺點輸出電壓的基波幅值減小相位超前并產生出3，5，7等諧波第27頁/共72頁根據電工學原理介紹，正弦量可以用復數形式表示，即在復平面上用一個旋轉向量在虛軸上的投影來表示，與一般的空間向量，例如力學中描寫力的向量的含義是不同的，為了避免混淆，電工學中把對應于某正弦函數的復振幅稱為空間向量，并改用來表示，用復數來表示正弦量，可以使正弦電路的微分與積分計算轉化為代數計算，因而使正弦電路的分析計算大為簡化。3.2.5三相半橋式SPWM逆變器的輸出電壓的空間向量表示第28頁/共72頁三相半橋式逆變器的空間矢量分析第29頁/共72頁零向量有效向量零向量線電壓ⅠⅡⅢⅣⅤⅥ三相半橋式SWPM逆變器輸出電壓的空間矢量第30頁/共72頁空間向量SPWM調制法，已越出常規SPWM的思路，從電動機角度出發，直接以電動機磁鏈圓形軌跡控制為目的，不僅在控制上與SPWM的效果相同，而且更直觀，物理意義更明晰，實現起來也更方便。更重要是無論從直流電壓利用率還是從電動機諧波損耗上看，空間向量SPWM法都優于SPWM法，其最大調制度M=0.907>0.866.其原因是通過O’點電位按三次諧波浮動，為每相電壓注入了同樣的3次諧波，使合成相電壓對直流電源中點O的峰值降低?？臻g向量SPWM調制法第31頁/共72頁模式1參考向量的軌跡由正六邊形中的圓弧和正六邊形各邊的中間部分組成。模式2正六邊形中的圓弧長度減小到零，參考向量的軌跡變成純六邊形?？臻g向量的過調制技術第32頁/共72頁3.2.6SPWM與多重疊加法的聯合應用多重疊加法擴容方便采用純方波逆變器疊加時調壓很困難正弦脈寬調試PWM法調壓很方便擴容很困難SPWM與多重疊加法的聯合應用可以是調壓和擴容都很方便，因此在中、大型逆變器中得到了廣泛應用。在實際應用中，采用SPWM與多重疊加法聯合應用的目的有兩個：一是擴容二是調壓第33頁/共72頁1.以擴容為主要目的的聯合應用以三相逆變器為例，當一臺三相SPWM逆變器的容量不夠時，可以采用兩臺三相SPWM逆變器的二重疊加，并采用二重疊加SPWM控制，使逆變器的容量成倍增大，并使SPWM逆變器的諧波進一步減少。SPWM逆變器多重疊加的聯結方式有兩種：變壓器連接方式電抗器連接方式為了使電路簡化，多采用電抗器連接方式。第34頁/共72頁利用電抗器連接的三相SPWM逆變器的二重疊加電路及其工作波形左圖為利用電抗器連接的三相SPWM逆變器的二重疊加電路，本來用SPWM就已經消除了某些低次諧波，因此在進行二重疊加時，應以消除載波諧波分量為目的，這樣消除諧波的效果就更好，為了消除載波諧波，在左圖中兩個單元三相SPWM逆變器的載波信號的相位，互相錯開180°，這樣就可以得到左側的波形。二重疊加前，SPWM單元逆變器，SPWM單元逆變器的輸出電壓的階高為±E；二重疊加后的電壓的階高減小到E/2，其優點是對負載的電壓沖擊減小了一半，線電壓的階高為0，±E/2和±E，波形疊加合成用的限流電抗器工作在載頻狀態，其電壓和時間的乘積是以載波頻率為基準，電抗器的工作頻率提高N倍，因此電抗器的體積和重量將大大減小，當載波比較大時，只要很小的電抗器就可以達到限流的目的。三相SPQM逆變器二重疊加后，其輸出電壓所包含的諧波中，載波的變頻諧波帶全部被消除了，最低次諧波由疊加前的載波頻率上升到2倍的載波頻率帶。這種逆變器波形的改善，主要是以SPWM為主，二重并聯疊加主要是為了擴容，因此這種疊加控制方式只適合于中等容量逆變器的擴容使用。第35頁/共72頁純方波逆變器的多重疊加，方式雖然簡單可靠，但輸出效果差，且不能實現閉環控制，難以調節輸出電壓波形，而采用SPWM逆變器的多重疊加，由于在大功率逆變器中實現了SPWM控制，因而可以大大地改善輸出電壓的調節，優化系統性能指標。采用SPWM單元逆變器的目的主要是為了調壓，因而SPWM單元逆變器的載波比可以選到最低，考慮到三相應用，載波比可以取3，這樣，單元逆變器就可以選用低速開關器件，如GTO等，為了很好地改善輸出電壓的波形，消除諧波，可以選用多個低開關頻率的SPWM逆變器進行多重疊加。2.以調壓為主要目的的聯合應用第36頁/共72頁第37頁/共72頁假定有N個采用低速開關器件的低開關頻率SPWM單元逆變器，它們具有相同的載波比F和相同的調制度M，載波都采用三角波，為了進行多重疊加，各單元逆變器載波三角波的相位依次滯后2π/NF進行移相，N個單元逆變器共用一個正弦調制波，采用輸出變壓器次級進行串聯疊加方式的N個移相SPWM單元逆變器的多重疊加。對輸出電壓進行諧波分析。N個采用低開關頻率SPWM單元逆變器第38頁/共72頁為了進行有效的諧波分析和比較，采用了波形畸變系數THD式中，為對應調制度M的基波分量有效值和i次諧波分量的有效值波形畸變系數THD第39頁/共72頁為了比較N個移相SPWM單元逆變器的多重疊加與普通SPWM逆變器諧波含量的大小，我們將N=5，F=3的5個移相SPWM單元逆變器的多重疊加，以及N=1，F=15的普通SPWM逆變器比較，兩者總的開關次數是相同的，而5個移相SPWM單元逆變器多重疊加逆變器中，各單元SPWM逆變器的開關次數為F=3，只相當于普通SPWM逆變器的1/5，大大低于普通SPWM逆變器。N個移相SPWM單元逆變器的多重疊加與普通SPWM逆變器諧波含量大小的比較第40頁/共72頁當調制度M從0.1變化到1時，移相SPWM逆變器多重疊加的波形畸變系數THD基本不變，且數值較小，大大優于一般SPWM逆變器U。M=1時的基波分量有效值為U1max

，U1/U1max為歸一化的基波分量有效值，N=5，F=3的移相SPWM逆變器多重疊加的M與U1/U1max成正比，故可以通過調節M線性地調節輸出電壓，同時也可知，隨著M的變化，THD基本不變，這就說明,在通過M調節輸出電壓的同時，諧波分量基本不變。第41頁/共72頁由于這種逆變器的波形改善主要是以多重疊加為主，SPWM主要是為了調壓，所以這種移相SPWM逆變器多重疊加方式很適合于大容量與特大容量逆變器使用。N個移相SPWM單元逆變器的多重疊加的調壓作用第42頁/共72頁除了通過輸出變壓器的次級繞組進行串聯疊加，如果采用具有單獨直流電源的單相全橋逆變器（Full-BridgeInverter，簡稱FBI）時，就可以不用輸出變壓器，而采用直接串聯疊加的方式，這樣的疊加方式還可以解決高壓大功率開關器件串聯應用時的均壓難題。3.直接串聯疊加第43頁/共72頁

直接串聯疊加方式中的單相全橋逆變器FBI，可以工作在二階SPWM狀態，也可以工作在三階SPWM狀態，并且其中的每一個FBI都工作在三階SPWM狀態時，就可以使輸出電壓波形得到進一步的改善。如果FBI采用IGBT作開關，把FBI的開關頻率提高到基頻的100倍時，就可以使輸出電壓達到完美無諧波的程度。第44頁/共72頁三階SPWMFBI直接串聯疊加時輸出電壓的傅里葉級數表達式當采用N個具有單獨直流電源的SPWM單相全橋逆變器直接串聯疊加時，在A相輸出電壓中將得到（2N+1）個電平的電壓輸出。在輸出電壓的雙重傅里葉級數中可以消除NF±1次以下的諧波。第45頁/共72頁第46頁/共72頁在有限的單相全橋逆變器個數N和有限的載波比F的條件下，用N個SPWMFBI的直接串聯疊加，能夠更有效地消除低次諧波，它比多重疊加法多消除F/2倍的低次諧波，比SPWM法多消除N倍的低次諧波，故稱為無諧波（Harmony）逆變器。這種逆變器已在美國羅賓康公司生產的高壓大功率變頻器中得到應用，稱為完美無諧波高壓變頻器（PerfectHarmony）。容量可達315kW～10000kW，輸出波形能滿足各國供電部門對諧波的最嚴格要求，無需再附加交流輸出濾波器，變頻器的總體效率高達97%.無諧波逆變器第47頁/共72頁線電壓控制時的諧波分量第48頁/共72頁線電壓控制時的諧波分量第49頁/共72頁4.兩種SPWM與多重疊加法聯合應用的特點與對比以擴容為主要目的聯合應用，消除諧波主要靠SPWM，是以SPWM為主的一種應用方式，多重疊加（一般為二重）疊加只是為了擴容，所以這種聯合應用方式主要應用于SPWM逆變器的并聯與擴容，多重疊加方式一般為二重等幅并聯疊加。以調壓為主要目的的聯合應用方式，消除諧波主要靠多重疊加，是以多重疊加為主的一種應用方式，SPWM只是為了調壓，所以這種聯合應用方式主要應用于大型與特大型多重疊加逆變器的調壓與閉環控制，正弦脈寬調制度載波比一般為3.以擴容為主要目的聯合應用，消除諧波主要靠SPWM，所以它的疊加合成波形具有SPWM特點，仍然是SPWM波形，只不過在線電壓波形上增加了一個反應多重疊加的臺階。以調壓為主要目的的聯合應用，消除諧波主要靠多重疊加，所以它的疊加合成波形具有多重疊加的特點，仍然是階梯波，只不過在階梯波波形上增加了幾個反應SPWM的小脈沖。第50頁/共72頁SPWM與多重疊加法聯合應用后，具有較好的波形改善性能與調壓特性，它把SPWM與多重疊加法的優點集中到了一起，所以閉環控制與擴容都比較方便，只不過使主電路與控制電路都具有不同程度的復雜化。SPWM與多重疊加法的聯合應用在某種程度上可以減少逆變器的開關頻率，減小開關損耗，特別是以調壓為主的聯合應用，使單元逆變器的開關頻率降低到了3，大大低于一般SPWM逆變器，可以使用像GTO那樣的低速開關器件，為采用低速開關器件，制造調壓與消除諧波性能都比較好的高性能高效率逆變器創造力條件。SPWM與多重疊加法的聯合應用既適用于電壓型逆變器也適用于電流型逆變器；既可以用輸出變壓器的次級繞組串聯疊加，或直接串聯疊加，也可以用限流電抗器并聯疊加；既可以變幅疊加，也可以等幅疊加，疊加參數的計算用多重疊加法中的分組特性和余弦規律的方程式進行。SPWM與多重疊加法聯合應用的特點第51頁/共72頁載波為全波三角波的SPWM逆變器的采樣有兩種方法：自然采樣法：由高頻載波三角波與正弦調制波的交點來自然地確定脈沖的采樣點和開關點，即自然采樣法的采樣點與開關點重合，采樣點不能預測。規則采樣法：在載波三角波的固定點對正弦波進行采樣，以確定脈沖的前沿和后沿時刻，而并不管此時是否發生正弦調制波與載波三角波相交。3.2.7載波為全波三角波SPWM逆變器的規則采樣法第52頁/共72頁載波為全波三角波的自然采樣法第53頁/共72頁1）基波幅值與調制度M成正比，有利于調壓：2）高次諧波隨著載波比N與調制度M的增大而減小，有利于波形的正弦化，適合于N大于11的場合。當N小于11時，諧波成分增大，尤其是低次諧波成分增大，使鄰近頻譜瓣之間發成重疊，導致不同頻譜瓣諧波分量疊加。3)自然采樣法有一個很大的缺點，即在線計算脈沖寬度是一個超越方程，需要數值分析中的迭代方法求解。自然采樣法的優缺點第54頁/共72頁所謂規則采樣法就是在載波三角波的固定點對正弦波進行采樣，以確定脈沖的前沿和后沿時刻，而并不管此時是否發生正弦調制波與載波三角波相交，由于規則采樣法的正弦調制波上的采樣點是預先選定的，僅僅在預先選定的等周期固定點上周期地采樣，采樣周期一般是載波三角波周期的一半，采樣點存儲在微機的內存中，當載波三角波的值達到這些采樣點的值時，就是開關點轉換時刻，也就是說采樣點與開關點不重合，采樣點是固定的，開關點是變化的，開關點轉換時刻可以利用簡單的三角函數在線地計算出來，這樣就滿足了微機全數字控制的要求。規則采樣法第55頁/共72頁BrowseSPWM規則采樣的原理為：正弦調制波在選定的采樣點的值

被存儲在“采樣保持電路”中，此采樣法選定的采樣時刻為載波三角波的正峰值時刻，采樣周期為載波三角波周期的一半，而且在一個采樣周期中保持恒定不變，這樣就得到了一個采樣保持式的梯形調制波B，取代了原來的正弦調制波A，利用梯形調制波B與載波三角波C的交點a和b來決定開關點轉換時刻和。1BrowseSPWM規則采樣法第56頁/共72頁輸出電壓的基波分量方程式為：由此式可知，輸出電壓的基波分量不再與調制度M和相位的余弦成正比了，而變成了與調制度M和載波比N成非線性函數的關系，當N增大時，基波分量趨于正弦；而當N較小，M較大時，采樣點P無論取在周期的起點（P=0）、1/4周期點，還是取在1/2周期點，規則采樣法輸出電壓的頻譜，都明顯的劣于自然采樣法。BrowseSPWM規則采樣法逆變器的輸出電壓諧波分析第57頁/共72頁廣義規則采樣時，P點可以取0～Tc/2中的任一值，也即采樣點可以取在前半采樣周期中正弦調制波上的任意一點（自然采樣點也在其中）。采樣點越趨近于自然采樣點，其輸出波形的頻譜特性越好，我們可以找到兩個簡單的方法，使其既能接近自然采樣點而又容易計算，這樣是割線逼近法和切線逼近法。2廣義規程采樣的割線逼近法與切線逼近法第58頁/共72頁廣義規則采樣的原理第59頁/共72頁（1）利用割線法逼近時的開關點方程第60頁/共72頁（2）利用切線法逼近時的開關點方程第61頁/共72頁這兩種廣義規則采樣法的開關動作時刻都是由載波三角波達到計算采樣點值的時刻來確定的。只不過是在經典的規則采樣中由于實際采樣點與計算采樣點重合，所以實際采樣點的值可以直接用來確定開關點，而在割線法與切線法中實際采樣點與計算采樣點不重合，所以需要先用實際采樣點的值算出計算采樣點的值后，再由此導出開關點，所以這兩種方法在不增加工作量的情況下拓展了規則采樣法，在計算難度增加不多的情況下，得到了二個更加接近于自然采樣點逼近法。從圖形上看，自然采樣點調制波是正弦波，Bowse規則采樣點調制波是階梯波，而割線逼近法和切線逼近法的調制波是由割線或切線組成的凸多邊形正弦波，顯然，與梯形波相比，凸多邊形正弦波更接近于正弦波。兩種廣義規則采樣法的特點第62頁/共72頁產生SPWM波形的控制電路有許多種，下面講述有代表性的三個例子：1）用比較器對調制波和載波進行比較，根據幅值的大小決定輸出狀態，當載波比N足夠大時一般稱為諧波調制；第63頁/共72頁2）用定時器或計數器對脈沖寬度持續計數，此法雖然與第一種調制方法不同，但是都是通過調制波來決定脈沖寬度，從而得到和載波同步的脈沖列；第64頁/共72頁3）把預先規定的脈沖寬度存儲在ROM里，然后根據載波脈沖來輸出，脈沖模式的決定與調制波形無關，由載波同步得到所希望的脈沖寬度。第65頁/共72頁模擬方法多用線性積分電路產生三角波，用文氏校振蕩器或RC振蕩器產生正弦波，然后通過比例放大器控制其幅值。。模擬方法用微型計算機程序控制，配合集成電路PWM調制器（如SLE4520集成塊），用最少的元器件可以直接獲得脈寬調制波。這種程控化、軟件化的方法經濟可靠。雖然技術問題還有待進一步開發，但確有廣泛的發展前途。第66頁/共72頁這種方法介于模擬法和數字法之間。模擬法難以實現三角波與正弦波從同步，而且用的元器件多，有溫度漂移，可靠性差，目前已很少應用。數字模擬混合法吸收了數字電路的優點：準確，可靠，容易實現同步，發展較