電力拖動自動控制系統

—運動控制系統第5章基于穩態模型的異步電動機調速系統基于穩態模型的異步電動機調速在基于穩態模型的異步電動機調速系統中，采用穩態等值電路來分析異步電動機在不同電壓和頻率供電條件下的轉矩與磁通的穩態關系和機械特性，并在此基礎上設計異步電動機調速系統。常用的基于穩態模型的異步電動機調速方法有調壓調速和變壓變頻調速兩類。內容提要異步電動機穩態數學模型和調速方法異步電動機調壓調速異步電動機變壓變頻調速電力電子變壓變頻器轉速開環變壓變頻調速系統內容提要異步電動機穩態數學模型和調速方法異步電動機調壓調速異步電動機變壓變頻調速電力電子變壓變頻器轉速開環變壓變頻調速系統5.2異步電動機變壓變頻調速變壓變頻調速是改變異步電動機同步轉速的一種調速方法，同步轉速隨頻率而變化異步電動機的實際轉速穩態速降

隨負載大小變化

異步電動機的氣隙磁通三相異步電動機定子每相電動勢的有效值忽略定子繞組電阻和漏磁感抗壓降異步電動機的氣隙磁通氣隙磁通

如果為了保持氣隙磁通恒定，應使

或近似為

基頻以下調速當異步電動機在基頻（額定頻率）以下運行時，如果磁通太弱，沒有充分利用電機的鐵心，是一種浪費；如果磁通過大，又會使鐵心飽和，從而導致過大的勵磁電流，嚴重時還會因繞組過熱而損壞電機。最好是保持每極磁通量為額定值不變。基頻以下調速當頻率從額定值向下調節時，必須使恒壓頻比的控制方式：當電動勢值較高時，忽略定子電阻和漏感壓降，基頻以下調速低頻補償（低頻轉矩提升）低頻時，定子電阻和漏感壓降所占的份量比較顯著，不能再忽略。人為地把定子電壓抬高一些，以補償定子阻抗壓降。負載大小不同，需要補償的定子電壓也不一樣。通常在控制軟件中備有不同斜率的補償特性，以供用戶選擇。

a——無補償b——帶定子電壓補償基頻以上調速在基頻以上調速時，頻率從向上升高，受到電機絕緣耐壓和磁路飽和的限制，定子電壓不能隨之升高，最多只能保持額定電壓不變。這將導致磁通與頻率成反比地降低，使得異步電動機工作在弱磁狀態。變壓變頻調速在基頻以下，由于磁通恒定，允許輸出轉矩也恒定，屬于“恒轉矩調速”方式。在基頻以上，轉速升高時磁通減小，允許輸出轉矩也隨之降低，由于轉速上升，允許輸出功率基本恒定，屬于“近似的恒功率調速”方式。變壓變頻調速異步電動機變壓變頻調速的控制特性內容提要異步電動機穩態數學模型和調速方法異步電動機調壓調速異步電動機變壓變頻調速電力電子變壓變頻器轉速開環變壓變頻調速系統5.3電力電子變壓變頻器異步電動機變壓變頻調速需要電壓與頻率均可調的交流電源，常用的交流可調電源是由電力電子器件構成的靜止式功率變換器，一般稱為變頻器。交-直-交變頻器：先將恒壓恒頻的交流電整成直流，再將直流電逆變成電壓與頻率均為可調的交流，稱作間接變頻。交-交變頻器：將恒壓恒頻的交流電直接變換為電壓與頻率均為可調的交流電，無需中間直流環節，稱作直接變頻。a）交-直-交變頻器b）交-交變頻器

PWM變頻器主回路交-直-交變頻器主回路結構圖PWM變頻器主回路左邊是不可控整流橋，將三相交流電整流成電壓恒定的直流電壓。右邊是逆變器，將直流電壓變換為頻率與電壓均可調的交流電。中間的濾波環節是為了減小直流電壓脈動而設置的。主回路只有一套可控功率級，具有結構、控制方便的優點，采用脈寬調制的方法，輸出諧波分量小。缺點是當電動機工作在回饋制動狀態時能量不能回饋至電網，造成直流側電壓上升，稱作泵升電壓。脈沖寬度調制技術脈沖寬度調制（PulseWidthModulation），簡稱PWM。基本思想是控制逆變器中電力電子器件的開通或關斷，輸出電壓為幅值相等、寬度按一定規律變化的脈沖序列，用這樣的高頻脈沖序列代替期望的輸出電壓。以頻率與期望的輸出電壓波相同的正弦波作為調制波，以頻率比期望波高得多的等腰三角波作為載波。由它們的交點確定逆變器開關器件的通斷時刻，從而獲得幅值相等、寬度按正弦規律變化的脈沖序列，這種調制方法稱作正弦波脈寬調制（SinusoidalpulseWidthModulation，簡稱SPWM）。PWM控制的思想源于通信技術，全控型器件的發展使得實現PWM控制變得十分容易。PWM技術的應用十分廣泛，它使電力電子裝置的性能大大提高，因此它在電力電子技術的發展史上占有十分重要的地位。PWM控制技術正是有賴于在逆變電路中的成功應用，才確定了它在電力電子技術中的重要地位。現在使用的各種逆變電路都采用了PWM技術。重要理論基礎——面積等效原理沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環節上時，其效果基本相同。沖量窄脈沖的面積效果基本相同環節的輸出響應波形基本相同d)單位脈沖函數f(t)d(t)tOa)矩形脈沖b)三角形脈沖c)正弦半波脈沖tOtOtOf(t)f(t)f(t)b)圖6-2具體的實例說明“面積等效原理”a）u(t)－電壓窄脈沖，是電路的輸入。

i(t)－輸出電流，是電路的響應。

若要改變等效輸出正弦波幅值，按同一比例改變各脈沖寬度即可。Ouωt>Ouωt>SPWM波Ouωt>如何用一系列等幅不等寬的脈沖來代替一個正弦半波OwtUd-Ud對于正弦波的負半周，采取同樣的方法，得到PWM波形，因此正弦波一個完整周期的等效PWM波為：OwtUd-Ud根據面積等效原理，正弦波還可等效為下圖中的PWM波，而且這種方式在實際應用中更為廣泛。等幅PWM波輸入電源是恒定直流

不等幅PWM波輸入電源是交流或不是恒定的直流

OwtUd-UduoωtPWM電流波電流型逆變電路進行PWM控制，得到的就是PWM電流波。PWM波可等效的各種波形直流斬波電路直流波形SPWM波正弦波形等效成其他所需波形，如:

所需波形

等效的PWM波計算法和調制法計算法根據正弦波頻率、幅值和半周期脈沖數，準確計算PWM波各脈沖寬度和間隔，據此控制逆變電路開關器件的通斷，就可得到所需PWM波形。本方法較繁瑣，當輸出正弦波的頻率、幅值或相位變化時，結果都要變化。調制法單極性PWM控制方式（單相橋逆變）ur正半周，V1保持通，V2保持斷。當ur>uc時使V4通，V3斷，uo=Ud。當ur<uc時使V4斷，V3通，uo=0。ur負半周，請同學們自己分析。urucuOwtOwtuouofuoUd-Ud表示uo的基波分量在ur和uc的交點時刻控制IGBT的通斷。雙極性PWM控制方式（單相橋逆變）在ur的半個周期內，三角波載波有正有負，所得PWM波也有正有負，其幅值只有±Ud兩種電平。同樣在調制信號ur和載波信號uc的交點時刻控制器件的通斷。ur正負半周，對各開關器件的控制規律相同。當ur>uc時，給V1和V4導通信號，給V2和V3關斷信號。如io>0，V1和V4通，如io<0，VD1和VD4通，

uo=Ud。當ur<uc時，給V2和V3導通信號，給V1和V4關斷信號。如io<0，V2和V3通，如io>0，VD2和VD3通，uo=-Ud。urucuOwtOwtuouofuoUd-Ud在ur和uc的交點時刻控制IGBT的通斷。urucuOwtOwtuouofuoUd-UdurucuOwtOwtuouofuoUd-Ud對照上述兩圖可以看出，單相橋式電路既可采取單極性調制，也可采用雙極性調制，由于對開關器件通斷控制的規律不同，它們的輸出波形也有較大的差別。特定諧波消去法

(SelectedHarmonicEliminationPWM—SHEPWM)這是計算法中一種較有代表性的方法。輸出電壓半周期內，器件通、斷各3次（不包括0和π），共6個開關時刻可控。為減少諧波并簡化控制，要盡量使波形對稱。OwtuoUd-Ud2ppa1a2a3計算法首先，為消除偶次諧波，使波形正負兩半周期鏡對稱，即其次，為消除諧波中余弦項，應使波形在正半周期內前后1/4周期以π/2為軸線對稱

同時滿足式上式的波形稱為四分之一周期對稱波形，用傅里葉級數表示為

式中，an為滯環比較法(1)跟蹤型PWM變流電路中，電流跟蹤控制應用最多。tOiii*+DIi*-DIi*

滯環比較方式的指令電流和輸出電流滯環比較方式電流跟蹤控制舉例基本原理把指令電流i*和實際輸出電流i的偏差i*-i作為滯環比較器的輸入。V1（或VD1）通時，i增大V2（或VD2）通時，i減小通過環寬為2DI的滯環比較器的控制，i就在i*+DI和i*-DI的范圍內，呈鋸齒狀地跟蹤指令電流i*。參數的影響環寬過寬時，開關頻率低，跟蹤誤差大；環寬過窄時，跟蹤誤差小，但開關頻率過高，開關損耗增大。L大時，i的變化率小，跟蹤慢；L小時，i的變化率大，開關頻率過高。滯環環寬電抗器L的作用(2)三相的情況三相電流跟蹤型PWM逆變電路輸出波形三相電流跟蹤型PWM逆變電路異步調制和同步調制根據載波和信號波是否同步及載波比的變化情況，PWM調制方式分為異步調制和同步調制。通常保持fc固定不變，當fr變化時，載波比N是變化的在信號波的半周期內，PWM波的脈沖個數不固定，相位也不固定，正負半周期的脈沖不對稱，半周期內前后1/4周期的脈沖也不對稱當fr較低時，N較大，一周期內脈沖數較多，脈沖不對稱產生的不利影響都較小當fr增高時，N減小，一周期內的脈沖數減少，PWM脈沖不對稱的影響就變大載波比載波頻率fc與調制信號頻率fr之比，N=fc/fr1.

異步調制載波信號和調制信號不同步的調制方式2.

同步調制——載波信號和調制信號保持同步的調制方式，當變頻時使載波與信號波保持同步，即N等于常數。ucurUurVurWuuUN'uVN'OttttOOOuWN'2Ud-2Ud圖6-10同步調制三相PWM波形基本同步調制方式，fr變化時N不變，信號波一周期內輸出脈沖數固定。三相電路中公用一個三角波載波，且取N為3的整數倍，使三相輸出對稱。為使一相的PWM波正負半周鏡對稱，N應取奇數。fr很低時，fc也很低，由調制帶來的諧波不易濾除。fr很高時，fc會過高，使開關器件難以承受。分段同步調制——異步調制和同步調制的綜合應用。把整個fr范圍劃分成若干個頻段，每個頻段內保持N恒定，不同頻段的N不同。在fr高的頻段采用較低的N，使載波頻率不致過高；在fr低的頻段采用較高的N，使載波頻率不致過低。分段同步調制方式舉例

為防止fc在切換點附近來回跳動，采用滯后切換的方法。同步調制比異步調制復雜，但用微機控制時容易實現。可在低頻輸出時采用異步調制方式，高頻輸出時切換到同步調制方式，這樣把兩者的優點結合起來，和分段同步方式效果接近。直流電壓利用率和減少開關次數直流電壓利用率——逆變電路輸出交流電壓基波最大幅值U1m和直流電壓Ud之比。提高直流電壓利用率可提高逆變器的輸出能力。減少器件的開關次數可以降低開關損耗。正弦波調制的三相PWM逆變電路，調制度a為1時，輸出線電壓的基波幅值為，直流電壓利用率為0.866，實際還更低。梯形波調制方法的思路采用梯形波作為調制信號，可有效提高直流電壓利用率。當梯形波幅值和三角波幅值相等時，梯形波所含的基波分量幅值更大。PWM控制技術?小結PWM控制技術的地位PWM控制技術是在電力電子領域有著廣泛的應用，并對電力電子技術產生了十分深遠影響的一項技術。器件與PWM技術的關系IGBT、電力MOSFET等為代表的全控型器件的不斷完善給PWM控制技術提供了強大的物質基礎。PWM控制技術用于直流斬波電路直流斬波電路實際上就是直流PWM電路，是PWM控制技術應用較早也成熟較早的一類電路，應用于直流電動機調速系統就構成廣泛應用的直流脈寬調速系統。PWM控制技術用于交流—交流變流電路斬控式交流調壓電路和矩陣式變頻電路是PWM控制技術在這類電路中應用的代表。目前其應用都還不多。但矩陣式變頻電路因其容易實現集成化，可望有良好的發展前景。PWM控制技術用于逆變電路PWM控制技術在逆變電路中的應用最具代表性。正是由于在逆變電路中廣泛而成功的應用，才奠定了PWM控制技術在電力電子技術中的突出地位。除功率很大的逆變裝置外，不用PWM控制的逆變電路已十分少見。電壓空間矢量PWM（SVPWM）控制技術把逆變器和交流電動機視為一體，以圓形旋轉磁場為目標來控制逆變器的工作，這種控制方法稱作“磁鏈跟蹤控制”，磁鏈軌跡的控制是通過交替使用不同的電壓空間矢量實現的，所以又稱“電壓空間矢量PWM（SVPWM，SpaceVectorPWM）控制”。空間矢量的定義空間矢量的定義交流電動機繞組的電壓、電流、磁鏈等物理量都是隨時間變化的，如果考慮到它們所在繞組的空間位置，可以定義為空間矢量。定義三相定子電壓空間矢量k為待定系數

空間矢量的合成三相合成矢量電壓空間矢量的合成矢量

空間矢量的定義定子電流空間矢量

定子磁鏈空間矢量

空間矢量表達式中系數k的推導三相異步電動機瞬時功率計算的一般表達空間矢量瞬時功率表達式

為共軛矢量（大小相等方向相反）

在復數域上“（向量a乘以向量b）等于（向量b乘以向量a）的共軛”空間矢量瞬時功率表達式展開

空間矢量表達式考慮到

三相瞬時功率

按空間矢量功率與三相瞬時功率相等的原則

空間矢量表達式空間矢量表達式當定子相電壓為三相平衡正弦電壓時，三相合成矢量空間矢量表達式以電源角頻率為角速度作恒速旋轉的空間矢量，幅值

在三相平衡正弦電壓供電時，若電動機轉速已穩定，則定子電流和磁鏈的空間矢量的幅值恒定，以電源角頻率為電氣角速度在空間作恒速旋轉。電壓與磁鏈空間矢量的關系

合成空間矢量表示的定子電壓方程式

忽略定子電阻壓降，定子合成電壓與合成磁鏈空間矢量的近似關系為或電壓與磁鏈空間矢量的關系

當電動機由三相平衡正弦電壓供電時，電動機定子磁鏈幅值恒定，其空間矢量以恒速旋轉，磁鏈矢量頂端的運動軌跡呈圓形（簡稱為磁鏈圓）。定子磁鏈矢量定子電壓矢量電壓與磁鏈空間矢量的關系

圖5-22旋轉磁場與電壓空間矢量的運動軌跡圖5-23電壓矢量圓軌跡電壓空間矢量

直流電源中點O’和交流電動機中點O的電位不等，但合成電壓矢量的表達式相等。因此，三相合成電壓空間矢量與參考點無關。8個基本空間矢量PWM逆變器共有8種工作狀態

當8個基本空間矢量依此類推，可得8個基本空間矢量。當

8個基本空間矢量2個零矢量6個有效工作矢量幅值為空間互差

基本電壓空間矢量圖圖5-24基本電壓空間矢量圖正六邊形空間旋轉磁場

6個有效工作矢量完成一個周期，輸出基波電壓角頻率6個有效工作矢量每個有效工作矢量作用

順序分別作用△t時間，并使

正六邊形空間旋轉磁場

k=1,2,3,4,5,6定子磁鏈矢量的增量

定子磁鏈矢量運動方向與電壓矢量相同，增量的幅值等于正六邊形空間旋轉磁場

定子磁鏈矢量的運動軌跡為

圖5-25定子磁鏈矢量增量正六邊形空間旋轉磁場

圖5-26正六邊形定子磁鏈軌跡在一個周期內，6個有效工作矢量順序作用一次，定子磁鏈矢量是一個封閉的正六邊形。正六邊形空間旋轉磁場

正六邊形定子磁鏈的大小與直流側電壓成正比，而與電源角頻率成反比。正六邊形空間旋轉磁場

在基頻以下調速時，應保持正六邊形定子磁鏈的最大值恒定。若直流側電壓恒定，則ω1越小時，△t越大，勢必導致

增大。正六邊形空間旋轉磁場

要保持正六邊形定子磁鏈不變，必須使

在變頻的同時必須調節直流電壓，造成了控制的復雜性。正六邊形空間旋轉磁場

有效的方法是插入零矢量當零矢量作用時，定子磁鏈矢量的增量表明定子磁鏈矢量停留不動。

正六邊形空間旋轉磁場

有效工作矢量作用時間當零矢量作用時間定子磁鏈矢量的增量為正六邊形空間旋轉磁場

在時間△t1段內，定子磁鏈矢量軌跡沿著有效工作電壓矢量方向運行。在時間△t0段內，零矢量起作用，定子磁鏈矢量軌跡停留在原地，等待下一個有效工作矢量的到來。正六邊形定子磁鏈的最大值正六邊形空間旋轉磁場

在直流電壓不變的條件下，要保持輸出頻率越低，△t越大，零矢量作用時間△t0也越大，定子磁鏈矢量軌跡停留的時間越長。由此可知，零矢量的插入有效地解決了定子磁鏈矢量幅值與旋轉速度的矛盾。恒定，只要使△t1為常數即可。期望電壓空間矢量的合成

六邊形旋轉磁場帶有較大的諧波分量，這將導致轉矩與轉速的脈動。要獲得更多邊形或接近圓形的旋轉磁場，就必須有更多的空間位置不同的電壓空間矢量以供選擇。PWM逆變器只有8個基本電壓矢量，能否用這8個基本矢量合成出其他多種不同的矢量呢？期望電壓空間矢量的合成

按空間矢量的平行四邊形合成法則，用相鄰的兩個有效工作矢量合成期望的輸出矢量，這就是電壓空間矢量PWM（SVPWM）的基本思想。按6個有效工作矢量將電壓矢量空間分為對稱的六個扇區，當期望輸出電壓矢量落在某個扇區內時，就用與期望輸出電壓矢量相鄰的2個有效工作矢量等效地合成期望輸出矢量。期望電壓空間矢量的合成

圖5-27電壓空間矢量的6個扇區按6個有效工作矢量將電壓矢量空間分為對稱的六個扇區，每個扇區對應期望電壓空間矢量的合成

基本電壓空間矢量圖5-28期望輸出電壓矢量的合成期望輸出電壓矢量與扇區起始邊的夾角

的線性組合構成期望的電壓矢量期望電壓空間矢量的合成

在一個開關周期

T0圖5-28期望輸出電壓矢量的合成的作用時間

的作用時間

合成電壓矢量期望電壓空間矢量的合成

由正弦定理可得解得

零矢量的作用時間

期望電壓空間矢量的合成

兩個基本矢量作用時間之和應滿足當

輸出電壓矢量最大幅值

期望電壓空間矢量的合成當定子相電壓為三相平衡正弦電壓時，三相合成矢量幅值

基波相電壓最大幅值基波線電壓最大幅值

期望電壓空間矢量的合成

SPWM的基波線電壓最大幅值為

兩者之比

SVPWM方式的逆變器輸出線電壓基波最大值為直流側電壓，比SPWM逆變器輸出電壓最多提高了約15%。SVPWM的實現

通常以開關損耗和諧波分量都較小為原則，來安排基本矢量和零矢量的作用順序，一般在減少開關次數的同時，盡量使PWM輸出波型對稱，以減少諧波分量。零矢量集中的實現方法

按照對稱原則，將兩個基本電壓矢量的作用時間平分為二后，安放在開關周期的首端和末端。零矢量的作用時間放在開關周期的中間，并按開關次數最少的原則選擇零矢量。在一個開關周期內，有一相的狀態保持不變，從一個矢量切換到另一個矢量時，只有一相狀態發生變化，因而開關次數少，開關損耗小。零矢量集中的實現方法

圖5-29零矢量集中的SVPWM實現零矢量分散的實現方法

將零矢量平均分為4份，在開關周期的首、尾各放1份，在中間放兩份。將兩個基本電壓矢量的作用時間平分為二后，插在零矢量間。按開關次數最少的原則選擇矢量。零矢量分散的實現方法

圖5-30零矢量分布的SVPWM實現零矢量分散的實現方法

每個周期均以零矢量開始，并以零矢量結束。從一個矢量切換到另一個矢量時，只有一相狀態發生變化。在一個開關周期內，三相狀態均各變化一次，開關損耗略大于零矢量集中的方法。SVPWM控制的定子磁鏈

將占據π/3的定子磁鏈矢量軌跡等分為N個小區間，每個小區間所占的時間

定子磁鏈矢量軌跡為正6N邊形，軌跡更接近于圓，諧波分量小，能有效減小轉矩脈動。SVPWM控制的定子磁鏈

在每個小區間內，定子磁鏈矢量的增量為圖5-31期望的定子磁鏈矢量軌跡

非基本電壓矢量，必須用兩個基本矢量合成。SVPWM控制的定子磁鏈

為了產生

定子磁鏈矢量的增量為

7步完成的定子磁鏈

圖5-32定子磁鏈矢量的運動的7步軌跡SVPWM控制的定子磁鏈

弧度內實際的定子圖5-33N=4時，實際的定子磁鏈矢量軌跡磁鏈矢量軌跡

定子磁鏈矢量軌跡

SVPWM控制的定子磁鏈

弧度的定子圖5-34定子旋轉磁鏈矢量軌跡磁鏈矢量軌跡定子磁鏈矢量軌跡

SVPWM控制的定子磁鏈

實際的定子磁鏈矢量軌跡在期望的磁鏈圓周圍波動。N越大，磁鏈軌跡越接近于圓，但開關頻率隨之增大。由于N是有限的，所以磁鏈軌跡只能接近于圓，而不可能等于圓。SVPWM控制的特點

8個基本輸出矢量，6個有效工作矢量和2個零矢量，在一個旋轉周期內，每個有效工作矢量只作用1次的方式，生成正6邊形的旋轉磁鏈，諧波分量大，導致轉矩脈動。用相鄰的2個有效工作矢量，合成任意的期望輸出電壓矢量，使磁鏈軌跡接近于圓。開關周期越小，旋轉磁場越接近于圓，但功率器件的開關頻率將提高。SVPWM控制的特點

用電壓空間矢量直接生成三相PWM波，計算簡便。與一般的SPWM相比較，SVPWM控制方式的輸出電壓最多可提高15%。*5.4.6交流PWM變頻器-異步電動機系統的特殊問題PWM變頻器的輸出電壓為等幅不等寬的脈沖序列，該脈沖序列可分解為基波和一系列諧波分量。基波產生恒定的電磁轉矩，而諧波分量則帶來一些負面效應。轉矩脈動

一般使PWM波正負半波鏡對稱和1/4周期對稱，則三相對稱的電壓PWM波可用傅氏級數表示

轉矩脈動

當諧波次數k是3的整數倍時，諧波電壓為零序分量，不產生該次諧波電流。因此，三相電流可表示為轉矩脈動

三相感應電動勢近似為正弦波

圖5-35單相等效電路轉矩脈動

基波感應電動勢與k次諧波電流傳輸的瞬時功率轉矩脈動k次諧波電流產生的電磁轉矩轉矩脈動

k次諧波電流產生的電磁轉矩轉矩脈動

5次和7次諧波電流產生6次的脈動轉矩，11次和13次諧波電流產生12次的脈動轉矩。在PWM控制時，應抑制這些諧波分量。當k繼續增大時，諧波電流較小，脈動轉矩不大，可忽略不計。電壓變化率

當電動機由三相平衡電壓供電時，線電壓的變化率電壓變化率

采用PWM方式供電時，線電壓的跳變在瞬間完成，幅值為因此，

很大

在電動機繞組的匝間和軸間產生較大的漏電流，不利于電動機的正常運行。采用多重化技術，可有效降低電壓變化率，但變頻器主回路和控制將復雜得多。能量回饋與泵升電壓采用不可控整流的交-直-交變頻器，能量不能從直流側回饋至電網，交流電動機工作在發電制動狀態時，能量從電動機側回饋至直流側，導致直流電壓上升，稱為泵升電壓。電動機儲存的動能較大、制動時間較短或電動機長時間工作在發電制動狀態時，泵升電壓很高，嚴重時將損壞變頻器。泵升電壓的限制在直流側并入一個制動電阻，當泵升電壓達到一定值時，開通與制動電阻相串聯的功率器件，通過制動電阻釋放電能，以降低泵升電壓。在直流側并入一組晶閘管有源逆變器或采用PWM可控整流，當泵升電壓升高時，將能量回饋至電網，以限制泵升電壓。泵升電壓的限制圖5-36帶制動電阻的交-直-交變頻器主回路泵升電壓的限制圖5-37直流側并晶閘管有源逆變器的交-直-交變頻器主回路泵升電壓的限制圖5-38PWM可控整流的交-直-交變頻器主回路對電網的污染

由于直流側存在較大的濾波電容，只有當輸入交流線電壓幅值大于電容電壓時，才有充電電流流通，交流電壓低于電容電壓時，電流便終止。電流波形具有較大的諧波分量，使電源受到污染。對電網的污染圖5-39電網側輸入電流波形5.5轉速開環變壓變頻調速系統對于風機、水泵等調速性能要求不高的負載，可以根據電動機的穩態模型，采用轉速開環電壓頻率協調控制的方案。通用變頻器控制系統可以和通用的籠型異步電動機配套使用。具有多種可供選擇的功能，適用于各種不同性質的負載。5.5.1轉速開環變壓變頻調速系統結構

由于系統本身沒有自動限制起制動電流的作用，頻率設定必須通過給定積分算法產生平緩的升速或降速信號，電壓--頻率特性電壓/頻率特性當實際頻率大于或等于額定頻率時，只能保持額定電壓不變。而當實際頻率小于額定頻率時，一般是帶低頻補償的恒壓頻比控制。系統結構圖5-40轉速開環變壓變頻調速系統5.5.2系統實現圖5-41數字控制通用變頻器-異步電動機調速系統硬件原理圖系統硬件包括：

主電路、驅動電路、微機控制電路、信號采集與故障綜合電路。5.6轉速閉環轉差頻率控制的變壓變頻調速系統轉速開環變頻調速系統可以滿足平滑調速的要求，但靜、動態性能不夠理想。采用轉速閉環控制可提高靜、動態性能，實現穩態無靜差。需增加轉速傳感器、相應的檢測電路和測速軟件等。轉速閉環轉差頻率控制的變壓變頻調速是基于異步電動機穩態模型的轉速閉環控制系統。5.6.1轉差頻率控制的基本概念及特點異步電動機恒氣隙磁通的電磁轉矩公式

將轉差頻率控制的基本概念及特點代入電磁轉矩公式

，得電機結構常數

轉差頻率控制的基本概念及特點定義轉差角頻率

電磁轉矩轉差率s較小，轉矩可近似表示

轉差頻率控制的基本思想保持氣隙磁通不變，在s值較小的穩態運行范圍內，異步電動機的轉矩就近似與轉差角頻率成正比。在保持氣隙磁通不變的前提下，可以通過控制轉差角頻率來控制轉矩，這就是轉差頻率控制的基本思想。轉差頻率控制的基本思想臨界轉差

最大轉矩（臨界轉矩）轉差頻率控制的基本思想要保證系統穩定運行，必須使

在轉差頻率控制系統中，系統允許的最大轉差頻率小于臨界轉差頻率轉差頻率控制的基本規律用轉差頻率來控制轉矩，是轉差頻率控制的基本規律之一。圖5-42恒氣隙磁通控制的機械特性轉差頻率控制的基本思想如何保持氣隙磁通恒定，是轉差頻率控制系統要解決的第二個問題。保持氣隙磁通恒定，異步電動機定子電壓

必須采用定子電壓補償控制，以抵消定子電阻和漏抗的壓降。

轉差頻率控制的基本思想定子電壓補償應該是幅值和相位的補償，但控制系統復雜。忽略電流相量相位變化的影響，僅采用幅值補償，則電壓–頻率特性為其中

轉差頻率控制的基本思想高頻時，定子漏抗壓降占主導地位，可忽略定子電阻，簡化為電壓—頻率特性近似呈線性；低頻時，定子電阻的影響不可忽略，曲線呈現非線性性質。轉差頻率控制的基本思想高頻時，近似呈線性；低頻時，呈非線性。圖5-43定子電壓補償控制的電壓–頻率特性轉差頻率控制的規律轉矩基本上與轉差頻率成正比，條件是氣隙磁通不變，且在不同的定子電流值時，按定子電壓補償控制的電壓–頻率特性關系控制定子電壓和頻率，就能保持氣隙磁通恒定。

5.6.2轉差頻率控制系統結構及性能分析圖5-44轉差頻率控制的轉速閉環變壓變頻調速系統結構原理圖系統結構兩個轉速反饋:轉速外環為負反饋，ASR為轉速調節器，一般選用PI調節器，轉速調節器ASR的輸出轉差頻率給定相當于電磁轉矩給定。內環為正反饋，將轉速調節器ASR的輸出信號轉差頻率給定與實際轉速相加，得到定子頻率給定信號系統結構由給定頻率和定子電流求得定子電壓給定由于正反饋是不穩定結構，必需設置轉速負反饋外環，才能使系統穩