國內圖書分類號：TN453國際圖書分類號：621.38西南交通大學研究生學位論文高壓高效率同步降壓變換器功率級電路的分析與設計年級二○○六級姓名耿銘慈申請學位級別碩士專業微電子與固體電子學指導教師馮全源教授二○○九年三月ClassifiedIndex:TN453U.D.C:621.38SouthwestJiaotongUniversityMasterDegreeThesisANALYSISANDDESIGNOFPOWERSTAGESINHIGH-VOLTAGE,HIGH-EFFICIENCYSYNCHRONOUSBUCKCONVERTERGrade:2006Candidate:GengMingciAcademicDegreeAppliedfor:MasterSpecialty:Microelectronics&Solid-StateElectronicsSupervisor:Prof.FengQuanyuanMarch,2009西南交通大學學位論文版權使用授權書本學位論文作者完全了解學校有關保留、使用學位論文的規定，同意學校保留并向國家有關部門或機構送交論文的復印件和電子版，允許論文被查閱和借閱。本人授權西南交通大學可以將本論文的全部或部分內容編入有關數據庫進行檢索，可以采用影印、縮印或掃描等復印手段保存和匯編本學位論文。本學位論文屬于1．保密□，在年解密后適用本授權書；2．不保密□，使用本授權書。（請在以上方框內打“√”）學位論文作者簽名：指導老師簽名：日期：日期：西南交通大學學位論文創新性聲明本人鄭重聲明：所呈交的學位論文，是在導師指導下獨立進行研究工作所取得的成果。除文中已經注明引用的內容外，本論文不包含任何其他個人或集體已經發表或撰寫過的研究成果。對本文的研究做出貢獻的個人和集體，均已在文中作了明確的說明。本人完全意識到本聲明的法律結果由本人承擔。本學位論文的主要創新點如下：本文所采用的設計理論和電路，旨在改善高壓同步Buck變換器的效率和瞬態響應，使其能夠滿足通信系統中分布式電源的應用需求，所做的創新性工作有：1．全文針對高壓同步Buck變換器的功率級電路進行全面分析和設計，并結合設計指標實現了各功能；2．基于實際的器件參數，以仿真結果驗證了同步Buck變換器損耗的計算公式以及驅動電路的優化理論。西南交通大學碩士研究生學位論文第I頁摘要在高端電信和網絡設備中，分布式DC-DC開關電源供電已成為主流應用方式。該方式通常需要將24V或-48V的母線電壓轉換為板內系統所需的高功率低電壓電源，要求DC-DC開關電源具有寬范圍輸入電壓、低紋波輸出電壓、大功率密度、高效率等特點。因此本文專注于高壓同步降壓型DC-DC變換器(Buck的功率級電路，重點討論功率損耗、參數優化以及效率問題。本文首先針對通信系統中的分布式電源，分析了DC-DC開關變換器，尤其是同步Buck變換器的應用需求，在此基礎之上提出了本文所要設計的一款同步Buck變換器的指標：5V～24V輸入電壓、0.925V～20V可調輸出電壓、5A最大負載電流和340kHz開關頻率。接著，從功率器件PowerMOSFETs的特性入手，結合同步Buck變換器的工作原理，對所要設計的功率級電路進行了模塊化的分析與設計，包括芯片外部的無源器件、集成的PowerMOSFETs、驅動電路、自舉電路、電平位移電路和反向限流電路。分析與設計的具體內容有：PowerMOSFETs的工作過程、電感和電容的參數選取、功率損耗的來源與計算、驅動電路參數的優化設計、自舉充電過程、高低壓接口電路的電平轉換設計、反向電感電流的限制策略。最后，基于所設計的功率級電路，結合控制系統的宏模型，完成了對整個同步Buck變換器效率和瞬態響應的性能測試，實現了提出的寬范圍輸入電壓、低紋波輸出電壓、大負載電流以及高效率的設計目標。此外，文中還對同步Buck變換器特有的寄生體效應二極管、并聯肖特基二極管、死區時間、貫通電流、平坦電勢等現象進行了必要的分析與討論。本文所構建的功率級電路的晶體管模型為UMC0.6umBCD工藝，仿真工具采用了HSPICE。關鍵詞：同步降壓變換器；功率；高壓；高效率AbstractForadvancedtelecomandnetworkfacilities,applicationsofdistributedDC-DCswitchingpowersupplieshavebecomeprevalent.Theseapplicationsrequirethatbusbarvoltage(24Vor-48Vshouldbeconvertedtolow-voltage,high-powersupplyfortheon-boardsystem.Therefore,DC-DCswitchingpowersupplyhavethefeaturesofwide-rangeinputvoltage,low-rippleoutputvoltage,high-powerdensityandhighefficiency.Thisdissertationfocusesonthepower-stagecircuitsofhigh-voltagesynchronousBuckconverter,withemphasisonpowerlosses,parameteroptimizationandefficiency.Inthefirstplace,somerequirementsofDC-DCconvertersareanalysedforthedistributedpowersupply(DPSincommunicationsystem.Basedontheserequirements,thekeyspecificationsofasynchronousBuckconverterareproposed:5V~24Vinputvoltage,0.925V~20Vadjustableoutputvoltage,5Amaximumloadcurrentand340kHzswitchingfrequency.Secondly,eachpower-stagemoduleisdesignedbyanalysingpowerMOSFETs’featuresandprinciplesofsynchronousBuckconverter,suchasexternalpassivecomponents,integratedpowerMOSFETs,driver,bootstrappedcircuits,level-shifterandreversecurrentlimitingcircuits.Atthesametime,powerMOSFETs’switchingprocedure,inductorandcapacitor’sparameterselection,sourcesandcalculationsofpowerlosses,driver’sparameteroptimization,bootstrapchargingprocess,high-voltageinterfacesbetweenCMOSandDMOS,andreversecurrentlimitingstrategyareincludedinthispart.Finally,tocombineabove-designedcircuitswiththemacromodelofcontrollingsystem,efficiencyandtransientresponsearetestedforsynchronousBuckconverter.Theresultsshowthatthedesignobjectivesarerealized.Besides,parasiticbodydiode,parallelschottkydiode,deadtime,shoot-throughcurrentandplatvoltagepotentialarealsodiscussedinthisdissertation.UMC0.6umBCDprocessisusedtosimulatethepower-stagecircuits.SimulationtoolisHSPICE.Keywords:SynchronousBuckConverter,Power,High-Voltage,High-Efficiency目錄摘要...................................................................................................................IAbstract................................................................................................................II第1章緒論.......................................................................................................11.1課題背景...............................................................................................11.2國內外研究現狀與成果........................................................................21.3本文的主要工作....................................................................................3第2章PowerMOSFETs和同步Buck變換器................................................52.1PowerMOSFETs的物理特性...............................................................52.1.1LDMOS..............................................................................................52.1.2VMOS................................................................................................72.1.3UMOS................................................................................................72.2LDMOS的導通特性.............................................................................82.2.1導通電阻............................................................................................82.2.2體效應二極管....................................................................................82.3LDMOS的開關特性.............................................................................92.3.1電容...................................................................................................92.3.2其他動態元件..................................................................................102.4Buck變換器的工作原理....................................................................112.4.1基本拓撲結構..................................................................................112.4.2同步Buck變換器的連續工作模式................................................122.4.3非同步Buck變換器的非連續工作模式........................................152.5PowerMOSFETs的導通和關斷過程.................................................162.5.1高端MOSFET的導通和關斷過程.................................................162.5.2低端MOSFET的導通和關斷過程.................................................172.6外部無源器件的參數選取..................................................................182.6.1電感的參數選取..............................................................................182.6.2電容的參數選取..............................................................................19第3章高壓同步Buck變換器功率級電路的設計.......................................213.1電感和電容參數的確定......................................................................213.2PowerMOSFETs的設計.....................................................................223.2.1PowerMOSFETs的電氣參數.........................................................223.2.2PowerMOSFETs的開關過程.........................................................233.3自舉電路的設計..................................................................................243.3.1自舉電路的需求分析......................................................................243.3.2自舉充電電路的設計......................................................................253.4驅動電路的參數設計與驗證..............................................................273.4.1驅動電路的傳輸遲延......................................................................283.4.2驅動電路的功耗..............................................................................293.4.3驅動參數優化理論的驗證..............................................................303.5電平位移電路的設計..........................................................................323.5.1電平位移電路的需求分析..............................................................323.5.2Level-up電路..................................................................................333.5.3Level-down電路.............................................................................343.6死區時間的控制..................................................................................353.7反向限流電路的設計..........................................................................363.7.1反向限流的需求分析......................................................................363.7.2反向限流機制的設計......................................................................363.7.3反向限流比較器的設計..................................................................37第4章同步Buck變換器的損耗分析與效率驗證........................................404.1損耗來源分析......................................................................................404.1.1外部電感和電容的功率損耗..........................................................404.1.2高端MOSFET的功率損耗.............................................................404.1.3低端MOSFET的功率損耗.............................................................414.1.4同步Buck變換器的效率................................................................424.2效率的仿真驗證..................................................................................424.3肖特基二極管對效率的改善..............................................................454.4反向限流對瞬態響應的影響..............................................................464.5整體工作特點的仿真驗證..................................................................47結論與未來的工作.............................................................................................49致謝................................................................................................................50參考文獻............................................................................................................51攻讀碩士學位期間發表的論文.........................................................................57第1章緒論1.1課題背景隨著現代集成電路(IC生產工藝的改進，超大規模集成電路(VLSI所需硅片的面積越來越小，集成度也越來越高，依據IC業界的摩爾定律，這一趨勢仍在繼續。在不到十年的時間內，CPU的生產工藝已從0.35um發展到65nm，集成度從幾十萬門到上億萬門晶體管，時鐘頻率從MHz提升到GHz，供電電壓從當初的5V下降到現在的1.8V，然而所需電流卻大幅增加[1-5]。這種低電壓、大電流的發展趨勢必然導致對芯片供電電源提出極為嚴格的要求，通信設備、計算機領域由于大量采用集成芯片，這些要求更顯得重要。現代通信設備，不論大型固定交換系統還是移動通信或是專網的集群通信系統，通常前級是從-48V通過隔離電源或電源模塊得到12V或24V輸出[6][7]，也有采用3.3V或5V的輸出。目前基于先進電信計算平臺(ATCA通信系統大多采用12V的中間母線架構，然后再由降壓型開關變換器將12V向下轉換為5V、3.3V、2.5V、1.8V、1.25V等多種不同的電壓[8]，以滿足系統板上的微處理器、DSP、FPGA、ASIC等數字芯片的電源要求。隨著對通信系統可用度要求的提高，需要采用更高可靠性的供電方式。在這種趨勢下，最理想的做法，便是每塊板有一個獨立的DC-DC電源進行供電，即采用分布式供電方式[9-11]，因為DC-DC電源的分散度越高，工作電流越低，配電的壓降也就越低，就適合低壓應用了。現代通信系統越來越多的采用超大規模集成電路，分布式電源供電已成為主流應用方式，這里的關鍵問題是對每塊線路板所采用的DC-DC電源模塊的考慮，一般有以下要求：1．寬范圍輸入電壓、低紋波輸出電壓的要求：通信系統中的DC-DC變換器除了能夠工作在24V或12V規格電壓下，在規格之內或之外的寬范圍輸入電壓下也應該正常工作，這樣有利于產品用途的多樣性和通用性。另外，由于芯片供電電壓的降低，要求開關電源模塊的紋波噪聲相應下降，這對高頻開關電源來說也是一大難題。相對而言，低紋波的電源模塊還是有相應的廠商能提供，例如TI、NS、Maxim、MPS等知名廠商均有種類繁多的產品。2．大功率密度對工藝的要求：由于DC-DC變換器工作在24V以上的輸入電壓和大負載電流的條件下，據文獻[2]描述，微處理器的從電源吸入的電流將達到30A至50A。因此，要處理如此大的功率，對DC-DC變換器的功率級電路提出了更高的設計要求。不僅需要耐高壓的功率型晶體管，還需要將其與普通的BiCMOS器件集成在同一片上。3．高效率的要求：隨著集成電路工藝的不斷改進，MOSFETs的工作頻率越來越高，導通電阻越來越小，而軟開關控制技術的發展、同步整流技術的應用使得DC-DC開關電源的損耗越來越少，效率越來越高。高效意味著電源產生的熱量少，可靠性更高。目前，市場上用于通信系統的DC-DC變換器的效率已經達到90%以上，甚至更高。設計者應該優先選擇高效率的電源模塊。1.2國內外研究現狀與成果由于是給微處理器、DSP、FPGA以及ASIC等低電壓芯片供電，因此通信系統的分布式電源中多采用降壓型DC-DC變換器，即Buck變換器。為了減小電源模塊的體積，包括驅動和功率型晶體管在內的高壓部分，已經與低壓部分的模擬放大器和數字控制電路集成在同一片上了[12][13]。未來的發展趨勢是將電感和電容這樣的儲能元件也像晶體管一樣集成到片上，這依賴于電感和電容的高密度集成以及DC-DC變換器工作頻率的極大提高[14]。對于集成的功率型晶體管，功率型金屬氧化物場效應晶體管(下稱PowerMOSFETs獲得了廣泛的應用，原因主要有三點：第一，PowerMOSFETs是壓控器件，這使得它的柵極驅動電路比雙極性晶體管要簡單的多；第二，在導通瞬間，PowerMOSFETs能夠同時承受高壓和大電流而不會出現器件失效；第三，PowerMOSFETs容易多個并聯使用，而且導通電阻隨器件尺寸的增大而減小。然而，PowerMOSFETs上的損耗也是DC-DC變換器損耗的主要來源，有導通損耗、開關損耗、柵極損耗等，如何估算這些損耗，預測DC-DC變換器的效率，R.K.Williams等人做了大量工作[15-20]。文獻[15]在擴散型功率MOSFETs(PowerDMOSFETs的導通損耗、柵極驅動損耗、輸出電容損耗和開關損耗之間進行了折衷優化；L.Spaziani和S.Deuty都對Buck變換器中MOSFETs的性能進行了研究，以滿足微處理器的用電需求[16][17]；文獻[18]提出了一種適合于同步Buck變換器的PowerMOSFETs的二維物理模型；文獻[19]則提出了一種低擺幅的柵極驅動技術來改善高頻Buck變換器的效率；文獻[20]著重討論了同步Buck變換器開關損耗的理論計算方法。此外，文獻[21]和文獻[22]還專門對體效應二極管引起的反向恢復損耗進行了研究。PowerMOSFETs的工作性能直接決定了DC-DC變換器的效率，而PowerMOSFETs的工作還需要片內其他功率級電路的保證，其中包括了自舉升壓、死區時間控制、電平位移和反向限流等。其中，文獻[23]和文獻[24]都采用BiCMOS設計了兩種具有自舉功能的柵極驅動電路，以滿足同步Buck變換器中N型開關管的驅動電平需求；MingKong等人設計的自舉驅動電路還具有高的電壓轉換速率[25]。此外，死區時間的重要性在設計中往往容易被忽視，文獻[26]系統的討論了死區時間對同步Buck變換器效率、環路增益和系統穩定性之間的影響，文獻[27]則設計了一種基于占空比最小化技術的死區時間控制器來提高轉換效率。同時，Jean-FrancoisRichard等人設計了一種專門用于CMOS與DMOS之間的高低壓接口電路[28]。由此看來，對于集成了PowerMOSFETs的DC-DC變換器，功率級電路的設計至關重要，需要對工作過程中不同時刻的工作狀態和參數關系進行詳細的討論與分析，而這也正是本文的研究重點所在。1.3本文的主要工作本文針對通信系統中分布式電源的應用環境，以高壓高效率同步Buck變換器的功率級電路為設計目標，系統的分析了各自的功能和損耗，從而完成了電路與系統的方案設計，總結了與損耗有關的參數優化方法，并將其應用于表1-3-1所示的設計指標之下。采用UMC0.6umBCD工藝實現了該同步Buck變換器，利用HSPICE進行了系統級的仿真驗證，系統的效率最高可達到92%。全文共分四章，各章主要內容概述如下。第1章交待了本文的選題背景，介紹了國內外的研究現狀和成果，明確了設計目標。第2章包含兩部分內容，第一部分對PowerMOSFETs的物理特性、導通特性和開關特性進行了必要的闡述，第二部分則簡要介紹了同步Buck變換器的工作原理、開關過程和拓撲器件的參數選取，本章內容為后兩章實際電路的設計與仿真提供理論依據和指導。第3章就各功率級電路展開了詳細的理論分析、方案設計、公式推導和仿真驗證，包括PowerMOSFETs、自舉電路、驅動電路、電平位移電路和反向限流電路。第4章則關注于同步Buck變換器的功率損耗、轉換效率和瞬態響應，并通過仿真和對比來說明問題。結尾總結了全文的主要工作，并對有待改進的后續工作提出了建議。表1-3-1本文提出的同步Buck變換器的主要設計指標輸入電壓輸出電壓負載電流開關頻率PowerMOSFETs5V~24V0.925V~20V可調片上集成第2章PowerMOSFETs和同步Buck變換器2.1PowerMOSFETs的物理特性為了滿足節能和降低系統功率損耗的需求，需要更高的能源轉換效率，這些與時俱進的設計規范要求，對于電源轉換器設計者會是日益嚴厲的挑戰。為應對此需求，除使用各種新的轉換器拓撲與電源轉換技術來提高電源轉換效率之外，新式功率組件在高效能轉換器中所扮演的重要角色，亦不容忽視。其中，PowerMOSFETs目前已廣泛應用于各種電源轉換器[29]。PowerMOSFETs是一種用于處理較大功率的特殊的金屬氧化物場效應晶體管。與其他的功率型半導體器件相比，如絕緣柵雙極晶體管IGBT、半導體閘流管等，PowerMOSFETs具有開關速度高、開關損耗小、可多個并聯使用等優點，且它可以在普通CMOS工藝的基礎上加工處理得到，因此大大降低了工藝成本。在DC-DC開關電源中，功率級最常用的PowerMOSFETs是雙擴散型MOSFETs，簡稱DMOS(Double-DiffusedMOSFETs。2.1.1LDMOSDMOS與CMOS器件結構類似，也有源、漏、柵等電極，但是漏端擊穿電壓高。DMOS主要有兩種類型，垂直雙擴散金屬氧化物半導體場效應管VDMOS(VerticalDouble-DiffusedMOSFETs和橫向雙擴散金屬氧化物半導體場效應管LDMOS(LateralDouble-DiffusedMOSFETs。DMOS器件是由成百上千個單一結構的DMOS單元所組成的。這些單元的數目是根據一個芯片所需要的驅動能力所決定的，DMOS的性能直接決定了芯片的驅動能力和芯片面積。對于一個由多個基本單元結構組成的LDMOS器件，其中一個最主要的考察參數是導通電阻，用Rds(on表示。導通電阻是指在器件工作時，從漏到源的電阻。對于LDMOS器件應盡可能減小導通電阻，就是BCD工藝流程所追求的目標。當導通電阻很小時，器件就會提供一個很好的開關特性，因為漏源之間小的導通電阻，會有較大的輸出電流，從而可以具有更強的驅動能力。DMOS的主要技術指標有：導通電阻、閾值電壓、擊穿電壓等。在功率應用中，DMOS技術具有很多優點，包括大電流驅動能力、低Rds(on和高擊穿電壓等。LDMOS由于更容易與CMOS工藝兼容而被廣泛采用，本文所采用的UMC0.6umBCD工藝中的PowerMOSFETs均為LDMOS。LDMOS器件結構如圖2-1-1所示，它是一種雙擴散結構的功率器件。這項技術是在相同的源/漏區域注入兩次，一次注入濃度較大的砷(As，另一次注入濃度較小的硼(B。注入之后再進行一個高溫推進過程，由于硼擴散比砷快，所以在柵極邊界下會沿著橫向擴散更遠(P-well，形成一個有濃度梯度的溝道，它的溝道長度由這兩次橫向擴散的距離之差決定。為了增加擊穿電壓，在有源區和漏區之間有一個漂移區(N-driftregion。LDMOS中的漂移區是該類器件設計的關鍵，漂移區的雜質濃度比較低，因此，當LDMOS接高壓時，漂移區由于是高阻，能夠承受更高的電壓。LDMOS的多晶擴展到漂移區的場氧上面，充當場極板，會弱化漂移區的表面電場，有利于提高擊穿電壓。圖2-1-1LDMOS器件結構示意圖[30]-[32]對LDMOS而言，外延層(N-epi.的厚度、摻雜濃度、漂移區的長度是其最重要的特性參數。我們可以通過增加漂移區的長度以提高擊穿電壓，但是這會增加芯片面積和導通電阻。高壓DMOS器件耐壓和導通電阻取決于外延層的濃度、厚度及漂移區長度的折中選擇。因為耐壓和導通阻抗對于外延層的濃度和厚度的要求是矛盾的。高的擊穿電壓要求厚的輕摻雜外延層和長的漂移區，而低的導通電阻則要求薄的重摻雜外延層和短的漂移區，因此必須選擇最佳外延參數和漂移區長度，以便在滿足一定的源漏擊穿電壓的前提下，得到最小的導通電阻。2.1.2VMOS如圖2-1-2所示，VMOS因電流流經“V”型溝道而得名。盡管VMOS是第一種用于商業化量產的PowerMOSFETs[33]，但是它在使用時會在“V”型溝道末端產生很強的電場，因此現已被DMOS逐漸取代。2.1.3UMOS如同VMOS，UMOS的得名來源于柵極區域下的“U”型溝道，如圖2-1-3所示。位于漂移區(N-driftregion的柵氧化層(Gateoxide的弧角是等方形刻蝕形成的[33]，因此它的氧化層末端不像VMOS那樣尖銳。為了防止柵氧化層由于電場在弧角處聚集而引起的器件損壞，體區(P-body需要做的足夠深，且底部的摻雜濃度要足夠高，這樣以確保電壓擊穿首先發生在體區和漂移區之間。所以，電壓被有效箝制，從而減小了柵氧化層厚度。文獻[34-37]對UMOS的電氣特性和優點進行了詳細分析和闡述。圖2-1-2功率型VMOS結構示意圖圖2-1-3功率型UMOS結構示意圖2.2LDMOS的導通特性2.2.1導通電阻器件工藝和結構決定器件性能，由于LDMOS采用了附加的工藝步驟，形成了不同于普通CMOS器件的特殊結構。因此，如圖2-1-1所示，LDMOS的導通電阻Rds(on并不像普通CMOS那樣簡單，它實際上是源漏之間幾個區域的電阻串聯而成的[38]，即：(SchacspshDDSonRRRRRRR=+++++(2-2-1其中，RS為源極電阻，Rch為溝道電阻，Rac為場極板下積累層的電阻，Rsp為電流分散引起的擴散電阻，Rsh為漂移區的體電阻，RD為漏極電阻。由于LDMOS的漂移區是一個阱，阱的底部和左側都是耗盡層，而且場極板對漂移區電阻也有影響，所以漂移區電阻的計算非常復雜，很難用解析的方法算出，即使能算出來也是非常繁雜的，看不出電阻和結構參數以及外加電壓的直接關系，不能給實際的設計工作起到指導作用，因此工程上采用數值模擬的方法對高壓LDMOS各部分電阻進行模擬[39]。2.2.2體效應二極管盡管MOSFETs的工作原理只要求源端接觸高濃度的N+區，但是通過圖2-1-1可以發現，LDMOS的源端既與N+區接觸，也與P+注入區接觸。如此，在N型注入的源端和漏端便形成了一個懸浮的P型區域，等效于一個沒有基極接觸的NPN管。類似于閂鎖效應，當有大的漏極電流使漏源的導通電壓達到幾伏時，這個寄生的NPN管將會被觸發，使LDMOS不再可控。P+注入區與源端的接觸將寄生NPN管的基極與發射極短路，從而防止了這種類似閂鎖的現象，其物理特性可以等效為一個二極管，源端為陽極，漏端為陰極。這個等效二極管就是LDMOS的體效應二極管(BodyDiode，它使得LDMOS只能在一個方向上阻塞電流。在后面的分析中將會看到，這個體效應二極管極大的影響著同步Buck變換器的開關過程以及LDMOS的工作損耗。2.3LDMOS的開關特性PowerMOSFETs的單極特性使之能夠有很高的開關速度，但是另一方面，高壓大電流的DC-DC開關電源需要很大尺寸的開關管，其內部較大的寄生電容又限制了開關速度，因為這些電容在開關期間必須充電或放電。由于PowerMOSFETs的柵極電容的充電電流受驅動電路所限，因此上述充放電過程是相對較慢的，對開關電源的功耗和效率都有顯著的限制。圖2-3-1LDMOS中主要的寄生參數示意圖[40]2.3.1電容LDMOS中主要的寄生參數如圖2-3-1所示，而通常情況下，PowerMOSFETs的數據手冊中給出的寄生電容參數是Ciss(漏源短接時的輸入電容、Coss(柵源短接時的輸出電容和Crss(柵源短接時的氧化層反向電容，這三個參數與圖2-3-1中的參數之間的關系為：issgsgdCCC=+(2-3-1ossgddsCCC=+(2-3-2rssgdCC=(2-3-3工程上常采用Ciss、Coss和Crss因為它們直接可以通過測量得到，而Cgs、Cgd和Cds更符合器件的實際物理特性。由于LDMOS的源和漏是非對稱的，且柵極下存在漂移區和外延層的特殊結構，所以，如圖2-3-2所示，LDMOS的柵極電容呈現出與普通CMOS截然不同的特性：1.LDMOS在從關斷到導通的過程中，Cgd先于Cgs上升；2.導通時，Cgd在Cgs上升后開始下降；3.柵極總電容Cgg在導通過程中呈現上升跳變的趨勢。0GateVoltage(VoltsCapacitance(Farads-425e-104e-103e-102e-101e-106e-10圖2-3-2LDMOS柵極電容隨柵壓變化的曲線[41]2.3.2其他動態元件在集成PowerMOSFETs的DC-DC開關電源中，開關管的源和漏都是連接到芯片引腳的，這樣就會帶來互聯和封裝的寄生參數，其主要影響是寄生電感LS和LD，如圖2-3-1所示。在高速應用時，流經寄生電感的電流不能突變，在PowerMOSFETs關斷時會引起過壓現象，增加開關損耗。此外，在分立的PowerMOSFETs中，在柵極還有寄生的串聯電阻RGI和電感LG，圖2-3-1也有標出。2.4Buck變換器的工作原理2.4.1基本拓撲結構圖2-4-1所示的是Buck變換器的拓撲結構，它由一個直流輸入電源、一個單刀雙擲開關、一個LC低通濾波器和一個負載(統一用R表示組成。VinLRVsw圖2-4-1Buck變換器的基本拓撲結構圖2-4-2開關端的電壓波形當開關接到a端時，開關輸出端的電壓Vsw等于變換器的輸入電壓Vin；當開關接到b端時，Vsw等于零。當開關的位置按照圖2-4-2所示周期性變化時，Vsw就形成了頻率為fsw、周期為Tsw=1/fsw的方波。占空比D定義為一個周期內開關接到a端的時間與Tsw之比。由于周期波形的直流分量等于其平均值，所以Vsw的直流分量為____swinVDV=×(2-4-1除了直流分量，開關端的電壓波形中還包含開關頻率的諧波分量。在DC-DC變換器的應用中，必須消除這些諧波分量，使變換器的輸出電壓恒等于其直流分量。而低通LC濾波器正好能夠有效的實現諧波濾除，使Vout的的平均電壓等于Vsw的平均電壓。否則，流過電感L的電流將會變得無限大。這可以通過電感的伏秒平衡原理來解釋：在穩態工作時，電感電流的上升量與下降量數值相等，方向相反。在實際的高壓Buck變換器中，拓撲中的開關是通過PowerMOSFETs和二極管實現的，由相應的驅動電路控制，如圖2-4-3和圖2-4-4所示。其中，高端MOSFET可以是N型的，也可以是P型的，具體區別將結合下文的3.3.1小節的自舉電路一起闡述；而低端MOSFET通常都是N型的，主要原因是柵極驅動電壓便于設計。驅動電路的輸出級通常是CMOS緩沖器，只有高和低兩種狀態。以圖2-4-3和圖2-4-4拓撲為例，當緩沖器輸出為低時，PowerMOSFETs的Vgs為零，使其完全關斷，因為典型PowerMOSFETs的閾值電壓在1V~3V之間[33]；當緩沖器輸出為高時，PowerMOSFETs的Vgs遠高于其閾值電壓，使其完全導通。R高端驅動R圖2-4-3非同步Buck變換器等效電路圖2-4-4同步Buck變換器等效電路盡管傳統的非同步Buck變換器的拓撲和控制電路都比同步Buck變換器簡單，但前者在高壓應用時很少采用。原因在于當變換器工作在10A的負載電流下，若低端二極管的正向導通壓降為0.7V，那么二極管上的功率損耗將達到7W，由此產生的大量熱需要昂貴的冷卻系統來消除，大大增加了成本。在實際應用中，為了能夠處理更高的負載電流，常采用多通道的解決方法，每個通道包含多個并聯器件，在分立應用時達到共享電流和功耗的目的。2.4.2同步Buck變換器的連續工作模式RloadV圖2-4-5同步Buck變換器實際拓撲電路iiiVVVVfd1234圖2-4-6同步Buck變換器連續工作時序示意圖圖2-4-5所示的同步Buck變換器工作在連續模式的穩態時，一個完整的周期包含了圖2-4-6所示的四個階段。所謂連續，是指電感電流連續交替的充電和放電，而不會出現電感電流為零的時間段；所謂穩態，是指輸入電壓、輸出電壓、負載電流和占空比是穩定不變的。1．t0~t1，高端驅動的輸出為高，SW1導通；低端驅動的輸出為低，SW2關斷。輸入電壓Vin對電感充電，電感電流上升，其增加量為：(101inLLoutdsononVVIRVItL???Δ=×(2-4-2其中，Vds1(on為SW1的漏源導通壓降，RL為電感的寄生電阻，IL為平均電感電流。考慮到流過電容C上的直流電流為零，因此IL等于負載電流，即：LoutII=(2-4-3為簡化推導，假設PowerMOSFETs和電感足夠理想以至于可以忽略Vds1(on和RL，則式(2-4-2可以簡化為：01inoutswVVIDTL?Δ=?(2-4-42．t1~t2，高端驅動和低端驅動的輸出都為低，SW1和SW2同時關斷，這段時間叫做死區時間(DeadTime。死區時間對于同步Buck變換器來說是必不可少的，它能夠有效避免因SW1和SW2瞬間同時導通時所產生的從輸入電源到地的貫通電流(Shoot-throughCurrent。死區時間的典型值通常為40ns左右[33]。在死區時間里，盡管沒有電流流過SW1，然而電感電流是不會消失的，它將通過SW2源漏之間的體效應二極管得以持續。因為此時有更多的壓降作用在電感上，所以電感電流的變化率di/dt比前一階段的更大，可表為：outfddeadVVdiKdtL+==(2-4-5其中，Vfd為體效應二極管的正向導通壓降。這里需要指出的是，由于死區時間很短，因此電感電流的變化量相比于前一階段還是很小的。3．t2~t3，高端驅動的輸出為低，SW1關斷；低端驅動的輸出為高，SW2導通。電感對負載放電，電感電流下降，其減少量為：2(23outdsonLLoffVVIRItL++Δ=×(2-4-6同理，忽略Vds2(on和RL的影響，式(2-4-6整理為：(231outswVIDTLΔ=??(2-4-7根據2.4.1小節所述的電感伏秒平衡原理有ΔI01=ΔI23，因此聯立式(2-4-4和式(2-4-7解得：outinVDV=(2-4-8考慮到電容C足夠大使得輸出電壓Vout的變化量可以忽略，因此Buck變換器的輸出電流即為流過負載Rload的電流：outoutloadVIR=(2-4-9由圖2-4-6可知，電感電流在t1時刻達到峰值Ipeak，在t3時刻落到谷值Ibottom，若忽略死區時間內電感電流的變化量，且IL=(Ipeak+Ibottom/2，則有：(23122outpeakoutoutswDVIIIILf?Δ=+=+(2-4-10(23122outbottomoutoutswDVIIIILf?Δ=?=?(2-4-114．t3~t4，與第二階段類似，高端驅動和低端驅動的輸出亦都為低，SW1和SW2亦同時關斷。這是另外一個死區時間，持續時間很短，電感電流變化量很小。由于兩個死區時間都很短暫，使得第一階段和第二階段的電感電流紋波相等，從而保持了連續的電感電流。2.4.3非同步Buck變換器的非連續工作模式VVVfdii圖2-4-7非同步Buck變換器的非連續工作時序示意圖對于非同步Buck變換器，除了能工作在圖2-4-6的連續模式下，當負載電流降的很低時(此時稱作“輕載”，還可能工作于非連續模式下，如圖2-4-7所示。所謂非連續，是指電感電流在一個開關周期內會出現為零的時間段tidle，這是由二極管單向導電特性所決定的。非同步Buck變換器不是本文研究的重點，因此對于非連續工作模式就不再詳細闡述。此外，還需要說明的是，如果不對電感電流進行過零限制，同步Buck變換器就不存在非連續工作模式。原因在于SW2是雙向導通的，輕載時，電感電流降到零后會繼續下降形成負的反向電流，即電流從SW2的漏極流向源極。有關反向電流的影響，詳見3.7.1小節。2.5PowerMOSFETs的導通和關斷過程為了進一步分析同步Buck變換器中PowerMOSFETs，即SW1和SW2的工作狀態，需要觀察各自的柵極電壓變化。通過柵極電容的充放電過程，就能準確的描述出PowerMOSFETs電壓和電流的關系。2.5.1高端MOSFET的導通和關斷過程VVVV0132456789圖2-5-1給出了SW1的導通和關斷過程中柵源電壓Vgs1、漏源電壓Vds1和溝道電流Ids1波形的示意圖，每個過程有各自分成幾個階段：t0~t4是導通過程，t5~t9是關斷過程。1．t0~t1：高端驅動給柵源電容Cgs1充電至閾值電壓Vth1，Ids1和Vds1在此階段分別保持0和Vin。2．t1~t2：高端驅動繼續給Cgs1充電至平坦電勢Vplt1，Ids1上升至Iout，Vds1仍然保持Vin。所謂平坦電勢，是指Vgs達到該電勢時，Cgs不再被充電，而開始給Cgd充電，在Cgd的充電過程中，Vgs保持該電勢不變，故得名平坦電勢。3．t2~t3：Vgs1進入平坦電勢階段，Vds1開始下降接近于0。結合圖2-3-2可知，在Vgs=Vplt時，Cgd要比Cgs大得多，因此將有一段較長的平坦區間。該時段又被稱作“密勒時段”。4．t3~t4：SW1進入線性工作區并完全導通，柵極電容Cgg1被完全充電，Vgs1達到最大值Vgg1。t5~t9的關斷過程實際上就是t0~t4的逆過程，是柵極電容放電的過程。觀察圖2-5-1不難發現，在t1~t3和t6~t8兩個時段，SW1同時承載壓降和導通電流，因此就有功耗產生。由于該損耗發生在導通和關斷的過程中，故稱作開關損耗，如圖中陰影部分所示。此外，在SW1的導通過程中，SW2的反向恢復電流會引起Ids1產生一個尖峰Ispike；在SW1的關斷過程中，其源端的寄生互聯電感Ls還可能引起Vds1產生過壓Vovershoot。為了降低Ispike和Vovershoot，t1~t2和t7~t8兩個時段最好適當延長一些[12]。2.5.2低端MOSFET的導通和關斷過程圖2-5-2所示的是SW2導通和關斷過程中Vgs2、Vds2和Ids2波形的示意圖。與圖2-5-1不同的是，Vgs2的曲線沒有明顯的階段線性特點，這是由于SW2的導通電流是從源極流向漏極的，且體效應二極管會先于溝道導通[42]。在同步Buck變換器中，SW2體效應二極管的提前導通實現了零電壓轉換(ZeroVoltageSwitching。所謂零電壓轉換，是指轉換器中較大功率開關在它兩端的電壓接近于零時的開通和關斷的技術。由此導致的結果是Cgd2不需再充電，曲線的變化只由Cgs2引起，這就是圖2-5-2中平坦電勢不像圖2-5-1那樣明顯的原因。SW2的導通過程為：1．t0~t1：Vgs2達到閾值電壓Vth2之前，SW2中的電流Ibd2全都流過體效應二極管，Vds2接近輸入電壓Vin。2．t1~t2：Vgs2在達到Vth2之后，電流便轉向低阻抗的溝道中流過，Ibd2降至為零，Vds2降至-IoutRds2(on。3．t2~t3：Vgs2升至Vplt2后，|Ids2|增至Iout，Vds2保持前一階段的壓降。4．t3~t4：Cgs2繼續充電，使Vgs2達到最終的驅動電平Vgg2。SW2的關斷過程與導通過程相反，電流是由溝道逐漸轉向體效應二極管流過，Vds2亦從負電平回到Vin。V013245678VVV圖2-5-2SW2導通和關斷過程示意圖2.6外部無源器件的參數選取2.6.1電感的參數選取通常情況下，根據應用場合，同步Buck變換器的輸入電壓范圍、輸出電壓和負載電流已經事先定義好了。同時，為了保證產品的穩定性，連續工作模式下的最大負載電流的設計目標往往要高于事先定義的滿載電流的5%~10%[43]。因此，電感值的選取成為外部無源器件參數確定的首要目標。在開關頻率一定的情況下，電感值越大，ΔIL越小，輸出電壓紋波越小。然而，大電感將占用更大的面積和更高的成本。因此，在綜合考慮指標精度、產品尺寸和成本的情況下，電感值應在不小于最小值的范圍內確定。電感的最小值通過以下推導來確定。首先，定義IL(crit為同步Buck變換器不出現反向電流的臨界負載電流。出現IL(crit相當于圖2-4-6中Ibottom=0的特殊情況，因此有：(2LLcritIIΔ=(2-6-1這里，根據圖2-4-6所示，ΔIL=ΔI01=ΔI23。其次，考慮最壞情況，即指最大的輸入電壓引起了最大的ΔIL。結合式(2-4-6和式(2-6-1得到最壞情況下電感的最小值Lmin。(((2maxmin(2outLLdsonoffLcritVVIRtLI++?≥(2-6-2若不考慮Vds2(on和RL的影響，則式(2-6-2可以簡化成更直觀的表達式：(maxmin(12outoutinLcritswVVVLIf?????????≥(2-6-32.6.2電容的參數選取Buck變換器輸出端的電容除了與電感形成LC低通濾波網絡，濾除開關頻率的諧波分量，其主要作用在于儲存能量，保持輸出電壓不變，該電容值的選取與所要求的輸出電壓紋波ΔVout密切相關。開關頻率和電感值一旦確定，電感電流的紋波也就確定了，此時ΔVout便由電容兩端的阻抗決定，而該阻抗又由電容自身的三個參數所決定：等效串聯電阻(圖2-4-5中的RESR、等效串聯電感LESL和電容值C。下面是輸出電容選取的一些經驗和原則[43]。在連續工作模式下，所需的電容量是ΔIL、fsw和ΔVout的函數，假設ΔVout完全由容性部分所引起的，則有：8LswoutICfVΔ≥?Δ(2-6-4在實際應用中，考慮到RESR的存在，電容取值往往比式(2-6-4所表達的要大。假設電容值足夠大以至于由容性部分所引起紋波可以忽略，那么ΔVout便由RESR確定，因此有：outESRLVRIΔ≤Δ(2-6-5根據圖2-4-6，電容上的紋波電流就是實際的電感電流iL減去輸出電流Iout，工程上常用均方根IC(RMS來表示：((1outCRMSswDVILf?==(2-6-6第3章高壓同步Buck變換器功率級電路的設計本章在第2章的理論基礎上，針對表1-3-1的功率指標，提出了圖3-1-1所示了同步Buck變換器系統架構，控制系統采用的是目前普遍使用的電流模式的PWM調制方式。圖中的功率級電路在已用陰影標注，包括片外的濾波電感和電容、并聯的肖特基二極管，片內的PowerMOSFETs(SW1和SW2、自舉電路、高端驅動和低端驅動電路、反向限流電路、電平位移電路和死區時間控制電路，本章將對該幾部分電路進行需求分析、方案設計和仿真驗證。對于圖3-1-1中的非功率級電路，即誤差放大器(ErrorAmplifier、電流采樣放大器(PeakCurrentSensingAmplifier、PWM比較器(PWMComparator、振蕩器(Oscillator和控制邏輯，都使用了宏模型。所謂宏模型，在這里是指用SPICE語句構建的對放大器、比較器、振蕩器以及邏輯門電路功能性的虛擬模塊。圖3-1-1本文所采用的同步Buck變換器系統架構示意圖3.1電感和電容參數的確定根據2.6節所述的參數選取原則，結合表1-3-1提出的設計指標，本設計中采用的濾波電感值和電容值確定如下。首先，考慮極端情況，即最大輸入電壓和最大輸出電壓，按照式(2-6-3確定電感值為：((6min3201248.171020.634010LH?×?≥≈××××(3-1-1其中，0.6為參數IL(crit的值。為了留有余量，電感選用L=10uH。接著，若輸出電壓的紋波不超過5mV，則由式(2-6-4確定的電容值為：(6330.644.1210834010510CF??≥≈×××××(3-1-2考慮到電容的規格，故選用C=47uF。3.2PowerMOSFETs的設計3.2.1PowerMOSFETs的電氣參數圖3-1-1中的SW1和SW2采用的是UMC0.6umBCD工藝中的LDNMOS，它的漏源能夠耐30V的高壓，表3-2-1給出了這兩個器件的主要電氣參數。圖3-2-1給出了兩管所需的安全工作區(簡稱SOA[44]，可以發現SW1所需的SOA要明顯大于SW2，因為SW1上同時存在開關損耗和導通損耗，比SW2需要更多的能量。表3-2-1SW1和SW2的主要電氣參數電氣參數SW1&SW2W(cm11.6L(um0.9Rds(on(m?Ciss(pF@Vgs=5V,VdsCoss(pF@Vgs=5V,Vds=12V43.163Crss(pF@Vgs=0,Vds西南交通大學碩士研究生學位論文第23頁Vgs1/VIds1/AVds1/V(aSW1所需的SOAVgs2/VIds2/AVds2/V(bSW2所需的SOA圖3-2-1PowerMOSFETs所需的SOA3.2.2PowerMOSFETs的開關過程圖3-2-2和圖3-2-3是SW1和SW2開關過程的仿真波形，對照圖2-5-1和圖2-5-2可以發現：．1由于t1~t2時段不夠長，2的反向恢復電流引起Ids1SW產生了一個尖峰Ispike，如圖3-2-2(a所示；2．SW1的開關過程中確實存在一個“平坦電勢”，如圖3-2-2(b中的t6~t7時段；3．由于Ids2的流向以及體效西南交通大學碩士研究生學位論文第24頁應二極管的作用，SW2的開關波形與SW1存在明顯不同，圖3-2-3中沒有了“平坦電勢”4．SW2的開關過程中沒有Vds2和Ids2同時不為零的時段，因；此不存在開關損耗。20.0Vds1/VVds1Ispike20.0Vds1/VIds1Vds1Ids1/Ads1I/AIds1/A10.00.06.010.00.06.0Ids1Vgs1/V4.02.00.0t1t2t3Vgs1/V4.02.00.0t6t7t8(a導通過程圖3-2-24.03.02.01.00.025.020.015.010.05.00.0Vgs2(b關斷過程SW1開關過程的仿真波形5.04.03.02.01.00.0-1.025.020.015.010.05.00.0t6Vgs2/VVgs2/VVgs2Vds2/VVds2/VIds2Vds2Ids2/AIds2/AVds2Ids2t1t2t3t7t8(a導通過程圖3-2-3(b關斷過程SW2開關過程的仿真波形3.3自舉電路的設計3.3.1自舉電路的需求分析在2.4.1小節已經提到，同步Buck變換器的高端MOSFET(即SW1既可以是P型的，也可以是N型的。采用P型的好處是驅動電路簡單，因為柵極是低電平即可導通；但是，在同種工藝條件下，相同尺寸的P型和N型Power西南交通大學碩士研究生學位論文第25頁MOSFETs，前者的導通電阻是后者的3倍以上，在應用時會帶來更大的導通損耗，尤其在高輸入電壓和大負載電流的情況下會直接導致同步Buck變換器效率的明顯下降。因此，在低功耗的要求下，往往采用N型PowerMOSFETs作為SW1。與此同時，這就帶來了另一個問題：N型PowerMOSFETs的Vgs需要達到4.5V以上才能使其完全導通，而SW1的源端連接的是開關端SW，在電感充電時Vsw接近Vin，這意味著Vgg1>(Vin+4.5V才能使SW1導通。對于片內的電源水平無法驅動SW1的導通和截止，集成的同步Buck控制器而言，需要設計根據SW1源電壓變化而自舉的電路，供高端驅動電路使用。圖3-3-1(a是同步Buck變換器一個典型的自舉電路示意圖，用于高端驅動，偏置電壓由BS、IN和SW引腳之間的自舉電源電路產生。同步Buck變換器啟動時在第一個周期的起始點，SW引腳電壓為零，自舉電容Cbs由電流源Ibs通過二極管Dbs充電至4.5V~5V。當SW1導通時，SW引腳上升至Vin，BS引腳電壓Vbs將為Vin+(4.5V~5V；當SW1關斷時，SW2導通，SW引腳電壓拉低至地以下，Cbs再充電至4.5V~5V。開關頻率fsw足夠高時，可以保證Cbs上的電壓保持為4.5V~5V，以確保SW1適當導通和關斷。圖3-3-1(b顯示的是SW和BS引腳上的典型波形。同步Buck控制器BSVinINVswVinDbsIbs高端驅動SWVDDSW1CbsVoutLCRVbsVsw4.5V~5V低端驅動SW2(a典型自舉電路圖3-3-1(bSW和BS引腳電壓的典型波形同步Buck變換器高端驅動的典型自舉電路與主要波形示意圖3.3.2自舉充電電路的設計自舉電路的核心在于自舉充電電流Ibs的產生，圖3-3-2給出來本文所設計的自舉充電電路。在高壓應用時，自舉電容Cbs通常為幾十納法，如果將西南交通大學碩士研究生學位論文第26頁一個10nF的電容在50us內充電至5V，那么至少需要提供1mA的電流，這是片內CMOS電源無法提供的靜態電流，因此需要借助片外的輸入電源Vin。圖中M1、M2和M3為LDPMOS，形成電流鏡結構，電阻RB1為M1提供自偏置；M0為LDNMOS，起調節壓降的作用，通過調整其柵極電平Vreg(該電平由片內的電壓調節電路產生，使落在三極管Q0上的壓降不至于超過工藝允許范圍。Q0的基極接片內的2.5V基準電壓，在電阻RB2上產生基準電流I。5V齊納二極管DZ可以起到箝制Cbs兩端電壓的作用。VinM1M2M3IbsVregM05VZenerDiodeDbsVbs/VCbs=10nFRB1I1I230.025.020.015.010.05.00.05.04.03.02.01.00.00.010u20u30u40u50uVref=2.5VQ0DZRB2ISWVbs-sw/VBSt/s圖3-3-2自舉充電電路圖3-3-3啟動時的自舉充電波形M1和M2組成了一個Vds動態補償網絡，減小了電源電壓變化對電流的影響。若不考慮Q0的Vbe波動，那么I是一股固定電流，它是M1的電流I1和M2的電流I2之和，則有：I1+I2=II1=I2=1?W?μpCox,p??Vsg?Vth,p2?L?1(3-3-1(2(3-3-21?W?μpCox,p??Vsg?Vth,p2?L?2((1+λV2sd2(3-3-3由式(3-3-1、(3-3-2和(3-3-3得到I和I2的關系為：2(WL1I?ζ?=1+=1+??2I2?α?(WL2(1+λVsd2(3-3-4西南交通大學碩士研究生學位論文第27頁其中，ζ=1，α=1+λVsd2(WL1。(WL2I2對Vin求偏導得：?I2=?Vin2λIζ3??ζ?2?α2?1+?????α????2=(12λI1≤λIζ=21+λ(Vin?IRB2?αζ??ζ+α???2λIζ2(3-3-5從式(3-3-5可以看出，電源電壓越高，I2受電源的影響越小，則鏡像電流Ibs受電源影響也小。當α=ζ時，電流隨電源電壓的變化最大。由于ζ≈1，因此在設計