摘要__利用車載電能存儲裝置回收車輛制動時的動能是混合動力汽車的最大優勢。能源可用于驅動汽車，降低汽車燃料成本，這對城市公交車尤為重要。但由于電池性能因素，車輛制動能量回收效率較差。現在，混合動力汽車（HEV）出現了越來越多的問題，在某些情況下，沒有任何一種能源可以單獨滿足HEV的所有需求。混合能源系統成為一種替代解決方案。系統的多種結構的DC/DC轉換器采用控制型軟開關技術，以達到效率降低損耗的目的。搭建了一個基于DSP控制復雜儲能系統的小型實驗平臺，制作了雙向DC/DC轉換器主電路、電壓、電流數字采樣電路、大功率系統控制信號驅動器等硬件電路。并進行系統功率轉換單元狀態工作模擬，驗證系統有效控制方案的有效性和可行性。本課題研究以超大容量混合儲能系統、現代設計、這種儲能裝置在HEV應用中的研究將是一個趨勢。關鍵詞：超電容、混合電源、SystemBidirectional、DC/DC轉換器、控制型軟開關目錄摘要1摘要2目錄3第1章引言41.1學科背景及意義41.2本文主要研究內容6第二章混合動力汽車儲能電池分析82.1儲能電池電驅動系統要求82.2超級電容器特性9第3章多相結構DC/DC轉換器133.1三相交錯雙向DC/DC轉換器133.2軟開關的工作原理14第4章系統的數字控制234.1數字控制系統原理234.2平均電流模式控制254.3控制策略264.4軟件設計284.5硬件電路設計304.5.1電壓電流檢測電路304.5.2驅動電路314.5.3隔離電源324.5.4DSP芯片功能接口電路33第5章結論35參考文獻36至37第一章介紹1.1課題背景及意義當今世界，環境和能源問題已成為世界各國關注的熱點問題。隨著環境污染和能源危機的日益嚴重，如何采取有效措施提高能源利用率是解決這些問題的關鍵。混合動力是指汽車采用兩種驅動方式：發動機驅動和電機驅動。簡單的說，當車輛啟動并低速行駛時，發動機熄火，電機驅動汽車；在正常行駛條件下，發動機驅動汽車，將發動機多余的動力轉化為電能并儲存起來；當電壓不足時，發動機啟動并驅動發電機給電池組充電，以保持一定的電量，無需像純電動汽車那樣從外部充電；當車輛下坡或制動減速時，能量回收系統將多余的動能轉化為電能為電池組充電；停車時，發動機會自動關閉，以避免不必要的油耗和廢氣排放。混合架構對于執行大量“走走停停”驅動的大型車輛特別有吸引力，例如城市公交巴士和貨運卡車。傳統的公共汽車和卡車效率低下，并且會產生高度有害的排放物，因為它們的大型發動機（通常是柴油發動機）會不斷地加速和減速車輛——這是效率最低的發電方式。在混合動力系統中，當車輛的動力需要臨時增加時，例如在加速過程中或爬山時，電力從車輛的儲能系統中提取。當車輛的電力需求較低時，儲能系統會被充電。這不僅提高了能源效率，而且車輛能夠在通過再生制動減速時回收加速所消耗的能量，從而增加汽車的續航里程。再生制動可回收的慣性能量在不同類型的車輛和不同的工況下差異很大。對于城市公交車來說，在城市交通中有頻繁的剎車和起步，屬于比較多可以回收的慣性能量。大型乘用車在制動過程中消耗的慣性能量可達發動機總能量的59%，理論上可回收能量約占發動機總能量的54%。這就要求在再生制動過程中，要研究動力電池組的充電特性，建立合適的模型來預測電池在各種狀態下的最大可充電電流，并得出合適的充電策略以實現確保沒有損壞。在給電池充電的前提下，接受盡可能多的反饋充電電流。混合動力汽車動力電池在加速或爬坡時需要大電流放電；減速或下坡時需要快速充電以實現制動能量回收，這就要求電池具有優良的高倍率快速充放電特性和較長的使用壽命。并且性能穩定。為了縮短啟動加速過程，需要瞬間用大電流驅動電機，但總則學校電池很難達到良好的效果，同時在啟動過程中會產生多余的能量再生制動過程。它已成為能量反饋中的一個突出問題。化學電池難以在短時間內實現大功率充電，充放電循環次數有限[4]。超級電容和電池組成的混合儲能系統可以充分發揮各自的優勢，有利于能源的高效利用，同時可以避免電池的大電流充放電，延長它的使用壽命。這項技術是電動汽車許多方面的典型代表。它已被廣泛研究和應用。混合動力仍然以石油為燃料。混合動力并不能解決能源危機問題，只是汽車新能源發展的過渡產品。在眾多新能源汽車解決方案中，只有混合動力汽車成功實現產業化。第62屆漢諾威商用車展反映了歐洲客車和卡車制造商將注意力轉向混合動力技術的明顯趨勢。他們認為混合動力是最接近市場的節能減排方案。也就是說，混合動力客車和卡車的增量成本最少，最先達到量產目標。德國的奔馳和MAN、瑞典的沃爾沃、日本的日產、波蘭的索拉里斯等公司都展出了混合動力車型。混合動力垃圾車由電動機驅動時完全沒有廢氣排放和噪音。該車已在瑞典由兩家垃圾收集公司進行測試，可節省20%的燃料并減少二氧化碳排放。這對于垃圾車來說很重要，因為它們通常在清晨在建筑密集的區域工作。超級電容器（UltraCapacitor，UC）是1960年代發展起來的一種新型儲能元件。超級電容器是一種獨特的電容器，其電容值比傳統電容器大得多。具有優良的脈沖充放電性能。傳統電容器不具備的大容量儲能性能。與其他儲能器件相比，超級電容器具有以下突出優勢：(1)超級電容器在充放電過程中，能量形式不發生變化；其他儲能裝置是由電能轉化為化學能，再由化學能轉化為電能，二次轉化會導致能量損失。(2)超級電容器具有更大的比功率。超級電容器的電阻非常小，可以在電極/溶液界面和電極材料體上實現電荷的快速儲存和釋放，因此其輸出功率密度高達數kW/kg，是數十倍和普通電池一樣。(3)充放電速度快，充電時間約0.3s～15min，溫升小：放電時能輸出大電流，輸出功率大。(4)儲存壽命長。超級電容器在充電后的儲存過程中，雖然也有很小的漏電流，但電容器部分發生的離子或質子遷移運動是在電場的作用下產生的，沒有發生化學或電化學反應。新物質；此外，所使用的電極材料在相應的電解液中也很穩定，因此超級電容器具有較長的循環壽命。（5）超級電容器是綠色能源（物理電池），不污染環境；化學電池對環境有二次污染，尤其是重金屬污染。(6)超級電容器的充放電效率高，達到95%以上，化學電池的充放電效率低，在70%左右。超級電容器可以充電到超出其額定值的任何電壓，并且可以在存儲電能之前完全放電。沒有損壞，如果過度放電，電池組可能會永久損壞。(7)超級電容器完全免維護，工作溫度范圍寬（-40℃-50℃），容量變化小。鉛酸電池電動汽車在-40℃使用時，行駛里程減少90%，超級電容僅減少與傳統汽車產業已經成熟的發達國家相比，我國發展新能源汽車的商業壁壘要小得多。傳統汽車產業的不發達，恰恰是我們開發新型混合動力汽車運輸方式的優勢所在，可以更輕松地輕裝出行。我們應該抓住這個機遇，大力發展混合動力汽車。動力技術是混合動力汽車發展的關鍵技術，復合儲能系統設計與控制的研究將為我國混合動力汽車的發展和完善奠定基礎。1.2本文主要研究內容(1)分析電池和超級電容器的特性，結合電池和超級電容器的特性，研究復合系統在充放電性能上與單體電池相比的優勢。指出復合儲能系統方案在保護混合動力汽車電池和提高制動恢復能力方面的優勢，對比各種主副儲能系統的結構，確定能夠充分發揮的合理方案兩種能源各自的優勢。優勢。(2)分析比較各種雙向DC/DC轉換器的工作特性，確定當前二象限電路的拓撲結構，分析其工作原理，根據系統結構特點設計主要元器件參數；主開關裝置采用IPM功率模塊，工作頻率為l0kHz，通過相關實驗研究功率模塊在大功率場合的應用；(3)控制電路采用DSP實現，設計控制策略有效控制能量流和功率輸入輸出分配，以回收制動過程中的制動能量。(4)搭建小型實驗平臺，對實際電路進行仿真驗證控制策略的可行性，并對系統中功率變換單元的工作狀態進行仿真研究，驗證系統控制方案的有效性和可行性。第二章混合動力汽車儲能電池分析2.1儲能電池電驅動系統要求作為車輛，車輛的運行條件復雜多變，因此電動汽車的能源動力電池有不同于普通電池的特殊要求：（1）體積小、重量輕、儲能密度高，使電動汽車一次充電續航里程長；(2)功率密度高，使電動汽車的加速性能和爬坡性能好；（3）能快速啟動和運行，可靠性高；(4)循環次數高，使用壽命長；（5）環境適應性強，在一定濕度下能正常工作，具有良好的抗振、抗沖擊性能；（6）環保性能好，無二次污染，可再生利用；（7）維護方便，維護成本低；(g)具有良好的安全性，能有效防止因漏電或短路引起的火災或爆炸；（9）價格低，經濟性好；(10)燃料儲存、加工、運輸方便，可利用現有燃料油加注系統。這些要求不僅是滿足電動汽車的動力需求，也是讓電動汽車與汽油車競爭的關鍵因素。與純電動汽車(EV)相比，混合動力汽車(HEV)對動力的要求不同。由于燃油發動機或燃油發電機經濟地運行在最大效率區，輸出功率相對穩定，燃料（汽油或柴油）提供了HEV運行所需的大部分能源，而動力電池穩定，燃料（汽油或柴油）提供了HEV運行所需的大部分能源，而動力電池能量需要頻繁的瞬時放電或充電能力，因此HEV需要能量合適的大功率電池或超大功率電池。要求不高。此外，電池的放電循環次數遠高于EV電池，一般要求循環壽命指標為30萬次。電池和超級電容器組成的復合系統可以將電池的大比能量和超級電容器的大比功率結合起來，彌補電池和電容器各自的不足。可以充分發揮這兩種部件的優勢，因此復合電源更適合混合動力汽車的性能需求。2.2超級電容器特性超級電容器是超級電容器直流儲能單元的重要組成部分，其特性直接影響系統分析設計和控制策略的選擇。通過對超級電容器特性的分析，尋求適合超級電容器儲能和釋放的控制規律，有效控制超級電容器的充放電參數，提高系統穩定性和響應性能同時。由于超級電容器的儲能有限，需要形成串聯和并聯的儲能陣列進行容量擴展。當超級電容器儲能陣列中單個電容器的容量偏差較大時，在充電過程中，容量最小的電容器會先達到額定電壓，繼續充電可能會對超級電容器造成過壓損壞。通常需要通過增加電壓平衡電路來進行改進，使構成超級電容器直流儲能單元的多個超級電容器表現出更加一致的電壓特性成為可能。在本章中，為了簡化分析過程，超級電容器的特性分析是在理想條件的前提下進行的。與超級電容器一致性相關的串并聯電壓均衡問題和電荷平衡問題不在本文中討論。請參考相關文獻。.超級電容器的容量非常大，達到法拉甚至上千法拉的水平。超級電容器結合了傳統靜電電容器的高功率密度和可充電電池的高能量密度。幾種電池的基本性能對比見表2.1表2.1雙電層超級電容器、傳統電容器和充電電池的基本性能比較日本電子發布了一種新型電容器，其重量能量比為50-75Wh/kg，是原來的10倍以上。據說電極幾乎完全由碳和鋁箔組成，減少了浪費的成本。(1)超級電容器電路模型超級電容器的儲能通過吸附傳遞電荷，在電極上沒有類似電池的化學活化反應，因此具有更快的響應速度、更高的能量轉換效率和良好的循環壽命。由于超級電容器所儲存的能量與端電壓具有簡單的數學關系，因此只需檢測超級電容器的端電壓即可估算出所儲存的能量，方便了儲能單元的能量管理，簡化了控制方法。超級電容可以等效為一個理想電容CF串聯一個阻值較小的電阻（等效串聯阻抗，RES為幾毫歐），同時串聯一個阻值較大的電阻（等效并聯阻抗）.,REP為幾百歐姆）并聯結構。中國領先解決方案公司生產的高壓串聯超級電容器，標稱容量3000F，標稱電壓2.8V，直流放電電阻0.5mΩ，漏電流5mA，等效串聯電阻0.5mΩ，560Ω的等效并聯電阻。超級電容器的經典電路模型如圖2.1所示。由于RES的存在，充放電時的能量效率不再是1。充放電時，電流流過RES，會產生能量消耗，導致超級電容發熱；在放電過程中，由于RES電阻的分壓作用，降低了放電電壓范圍，特別是在大電流放電過程中，RES會消耗較大的功率和能量，降低實際可用的有效儲能率。超級電容器；當超級電容器長期處于靜態儲能狀態時，等效并聯電阻REP以靜態損耗電流的形式表現出其影響。因此，為了使所存儲的電能不隨時間緩慢減少，處于儲能保持狀態的超級電容器需要額外的能量保持電路來補償由REP引起的靜態能量損失，并保持一定的儲備能量存儲。圖2.1超級電容器的經典電路模型(2)超級電容器充電特性超級電容器理論上可以無限期地充電和放電。超級電容器中儲存的電荷和能量可以通過檢測電壓值來近似確定。很方便判斷充電和儲能過程是否結束。恒流充電用于對超級電容器進行恒流充電。可以看出，超級電容器的端電壓隨時間線性增加，充電電流的選擇范圍較大。可以根據不同的應用需求，配合超級電容器自身的狀態進行優化控制。恒流充電的變種是分段恒流充電，即在充電初期設定較大的充電電流，然后根據檢測到的端電壓值改變和減小充電電流的設定值。這種方法也稱為降低電流。充電方式。浮充，當超級電容器處于靜態保持狀態時，會以漏電流的形式自放電，特別是使用有機電解液的超級電容器自放電率較高，浮充電壓不宜過高，否則它會增加太多。能量損失。脈沖充電，因為超級電容可以瞬間快速吸收電量，并且可以平滑峰值脈沖功率。在再生制動過程中，反饋的能量通常以脈沖充電的形式被吸收用于儲能。組合充電，采用靈活的組合充電方式，在低壓下采用大電流恒流充電，隨著超級電容器端電壓的升高，改為遞減恒流充電或恒壓限流充電方式，直至超級電容器的最高額定電壓。超級電容充電電流的選擇原則：在滿足系統時間要求的情況下，充電能效越高越好；在同等能效下，充電電流越小，功率轉換電路中的電流應力越小。(3)超級電容器的放電特性在超級電容器放電時，由于負載等效電阻通常遠小于超級電容器的并聯等效電阻R，因此代表其靜態特性的R在超級電容器放電能量動態過程中的作用可以忽略不計。在分析超級電容器放電的工程應用中，超級電容器通常可以簡化為一個理想電容器串聯一個等效電阻R的模型，如圖2.2所示。圖2.2超級電容放電等效電路圖放電時，圖2.2中超級電容器的端電壓U(r)，放電電流為Ic(t)，則：RES兩端的壓降與電容電壓相比非常小時，說明RES對電容放電輸出功率的影響很小，可以忽略不計；如果壓降與電容電壓的比值較大，則說明RES對電容的放電輸出功率不可忽略。當小電流放電時，RES上的電壓降可以忽略不計。這時超級電容就相當于一個理想電容，可以根據理想電容的能量公式來分析其儲能容量。當超級電容大電流放電時，RES電壓降比較大。如果檢測到超級電容器的輸出端電壓U(t)下降到其規定的下限，則超級電容器停止放電。從公式（2.1）可以看出，此時超級電容部分的電容電壓Uc(t)值還是比較大的，即超級電容中儲存的大部分能量沒有釋放出來，說明存在等效串聯電阻RES的影響。降低了超級電容器的功率輸出，降低了超級電容器的有效儲能。在這種大電流放電的情況下，RES上的能量消耗不容忽視。第三章多相結構DC/DC轉換器3.1三相交錯雙向DC/DC轉換器對于高壓大功率應用，轉換器的主電路通常設計為多相雙向DC/DC拓撲，如圖3.1所示。具有多相結構的雙向DC-coreC-converter的總電流具有以下重要優點：(l)在大功率電力電子器件中，將多個電力電子開關管并聯，承擔大電流，增大功率，解決單個電力電子器件的額定電流遠不能滿足大功率電子器件要求的問題。-電源DC/DC轉換器。矛盾。(2)電感、變壓器、濾波器等元器件在功率變換裝置的體積和重量中占據很大一部分，濾波器設計與電流有很大關系。多相結構可以減小電流紋波及其諧波，從而減小濾波器的體積和重量，最終達到減小變換器件體積和重量的目的。(3)多相結構變流器的各單元變換電路還具有互備功能。一個單元電路發生故障后，其余單元可以繼續工作，提高了轉換器的整體可靠性。圖3.1多相DC/DC轉換器主電路由于特殊的應用環境，電動汽車用大功率DC/DC轉換器應具備以下特點：體積小、功率密度高、轉換效率高、響應速度快。由于儲能電感是大功率雙向DC/DC轉換器的關鍵部件之一，占據了系統的主要體積和重量。在兼顧儲能電感的體積、重量和系統輸出功率的前提下，主電路設計為交錯式三相雙向DC/DC拓撲，如圖3.2所示，將減小電感的紋波輸出電壓，從而提高電源的輸出質量。并計劃在主電路結構中引入軟開關技術，以降低功率器件的開關損耗，提高功率變換器的效率圖3.2建議的DC/DC轉換器交錯式三相雙向DC/DC轉換器，其電路拓撲連接在電源之間插入三個相同的基本轉換電路。當功率器件S11、S12、S13、D10、D20、D30工作時，S10、S20、S30、D11、D21、D31停止，為正向升壓潮流模式；當電源S10、S20、S30、D11、D21、D31器件工作時，當S11、S21、S31、D10、D20、D30停止時，處于反向降壓潮流模式。3.2軟開關的工作原理三相互補PWM驅動信號和電感電流波形如圖3.3所示。圖3.3多相PWM驅動信號和電感電流波形每個相位信號從前一相位的驅動信號延遲一個固定的時間公式（3.1）。延遲=(3.1)不幸的是，越來越高的開關頻率會導致更高的損耗，例如傳統硬開關轉換器中的柵極驅動器損耗，尤其是開關損耗：(3.2) Pturn-on是開關打開充電時由于寄生電容引起的功率損耗，Pturn-off是開關關斷期間電壓和電流波形重疊引起的損耗。對于具有固定死區時間的轉換器設計，當死區時間長于理想延遲時，不可避免地會遭受體二極管的傳導損耗，而死區時間小于理想延遲時會出現電容損耗。這些損耗發生在每個開關周期并且是不可避免的，因為固定死區時間不能適用于所有負載條件。可控軟開關可用于交錯式三相雙向DC/DC轉換器，只要調整死區時間以實時跟蹤負載變化，就可以降低開關損耗。如果按照(3.3)設計電感尺寸，電感電流在一個開關周期內會正向和反向流動，因此可以避免連續導通模式。低側開關關斷后電感電流的反轉可在節點X處實現無損耗諧振并為寄生電容充電，從而在公式(3.2)中消除了Pturn-on。類似地，在理想的死區時間內，正向電感電流會移除寄生電容電荷而不會造成損壞。 為了使L的值相對較小，使電感電流在正向和反向兩個方向上流動，應滿足以下不等式，可以實現：(3.3)轉換器將輸出電壓定義為v2，輸入電壓定義為v1，開關頻率定義為FS，脈沖占空比定義為輸出電流I01、...、T11和T10。是理想的死區時間間隔。轉換器具有一定的寄生電容和外部分流電容。理想的死區時間不能太短；它應該滿足不等式（3.4）和（（3.5），此外，死區時間預計不會太大。(3.4)(3.5)當電感對電容進行充電和放電時，電感可以看作是一個恒流源。這種電路拓撲需要使用三相互補PWM方法和信號之間的2π/3電氣相位角差。穩態工作時，單個開關周期內有6種工作模式，等效電路如圖3.4所示。現以其中一個階段為例說明其工作原理。變換器其他兩相的工作過程完全相同，只是時間差為T/3，T為開關周期。圖3.4降壓升壓轉換器圖3.5是負載瞬時死區誤差和開關損耗的示意圖。圖3.5負載瞬時死區時間誤差和開關損耗在t到t3期間，變換器工作在降壓潮流模式。在t時刻，S10導通，S11關斷，電感電流通過S10和L1成反比線性增加，D10和C10兩端電壓降為零，節點X電壓為V2。在t1時刻，s10的柵極驅動信號為低電平，s10和s11截止，電感電流反向充電給C10，給C11放電。理想的死區時間t11必須足夠長，以使節點X電壓降至零。在t2時刻，節點X電壓降為零，電感電流繼續流過二極管D11，S11的柵極驅動信號為高電平。此時，S11在零電壓下導通。T11是理想的死區時間。如果實際轉換時間短于理想死區時間，則節點電壓尚未降至零，這將導致S11開關的容性開關損耗。但死區時間不宜過長，應在電感電流達到零之前導通S11。當流過L1和D11的電流為零時，模式III結束。在時間T4，S11的柵極驅動信號為低電平，S10和S11截止，電感電流對C11充電，使C10放電，二極管D11反向截止，S11在零電壓時截止。在T5時刻，節點X的電壓上升到V2，電感電流開始通過L1和D10線性下降，S10兩端的電壓下降到零，S10的柵極驅動信號為高電平，S11在零電壓下導通.T10是理想的死區時間。如果轉換時間短于理想死區時間，則節點電壓尚未降至零，開關S10將具有容性開關損耗。此外，死區時間不能太長，S10應在電感電流為零之前導通。在T6到T7的時間間隔內，轉換器工作在降壓潮流模式，轉換器進入下一個占空比。圖3.5中理想的死區時間為T10和T11，這取決于電容充放電的大小和電感電流的峰谷大小。當開關頻率恒定時，不同負載的輸出電流不同，因此理想死區時間的最小值不同，即不同負載輸出電流的波動始終相同。圖3.6是動態負載下的電感電流示意圖。如果調整導通頻率，使開關頻率隨負載電流的變化而變化，其原理是保持反向電感電流的峰值恒定，則相應的死區時間可以穩定。在反向電感電流峰值I決定了理想的死區時間長度；根據不同的負載情況，改變頻率是減小電感電流波動的手段。Tk和Tk+1分別為不同負載下的開關周期，最大額定輸出電流定義為I0圖3.6動態負載下的電感電流在升壓模式下：(3.6)(3.7)在降壓模式下： (3.8) (3.9)仿真時，對于典型的大功率轉換器，負載輸入電壓為200V，輸出電壓為500V。得到的穩態仿真曲線如圖3.7、圖3.8和圖3.9所示。轉換器的主要參數在MATLAB中定義為：V,=200V,V2=5OOV,FS=10kHz,L,=LZ=L3=22H。3.7a圖為三路電感電流波形。每個電感電流與前一相位的時間差為Tl3。T是開關周期，T=1/FS=s。仿真波形與理論分析結果一致。圖3.7b顯示了節點X1的電壓波形。圖3.8是開關管和二極管的電壓和電流的仿真曲線3.8a。3.8c圖3.8b和3.8d分別是二極管D10和D10的電壓和電流波形。圖3.9為輸入輸出仿真曲線，圖中為輸出電壓波形，圖3.9b為輸入電流波形，3.9a3.9c圖為輸出電流波形。a)三路電感電流b)節點X1電壓圖3.7電感電流和節點電壓a)開關管s10電壓電流b)二極管D10電壓和電流c)開關管S11電壓電流d)二極管D11電壓和電流圖3.8開關管和二極管仿真曲線圖中3.8a，3.8c開關S10、S11的電流波形為藍色曲線。在每個開關周期中，電流總是在電壓波形降至零后開始上升，實現零電壓導通。a)輸出電壓波形b)輸入電流波形C)輸出電流波形圖3.9輸出電壓、電流和輸入電流的仿真曲線由圖3.7a3.9b可知，電感電流紋波為480A，三相交錯結構的總電流紋波為150A。在相同的調制方式下，多相雙向DC/DC轉換器的電流紋波與單個DC/DC轉換器相比顯著降低。選擇多相結構作為大功率DC/DC轉換器的拓撲結構具有明顯的優勢。這種轉換器的優點是穩態開關損耗低、電感小、總輸出電流紋波小、易于實現大功率。對于混合動力汽車的應用，采用多相結構拓撲可以進一步提高系統的重量比功率密度和體積比功率密度；采用多相PWM技術可以降低電流紋波，改善電路波形。三相交錯式雙向DC/DC變換器結合改進的可控軟開關技術將具有廣闊的應用和發展前景。第四章系統的數字控制4.1數字控制系統原理數字控制技術可以減少控制系統的硬件設計，提高系統的可靠性。隨著微處理器價格的降低和技術的成熟，數字控制技術必將成為大功率、高性能、智能化電源轉換器研究領域的發展方向。方向f381。數字控制系統的結構原理如圖4.1所示。圖4.1數字控制系統結構示意圖(1)DSP芯片介紹在全數字化電機控制系統中，高性能控制芯片至關重要。現代電機控制中使用的復雜控制算法和豐富的控制功能的實現都依賴于強大的微處理器。目前，采用DSP實現高性能電機控制已成為行業主流。在DSP領域，儀器公司（TI）的產品和開發工具等配套技術具有最強大的競爭力，已經占據了現有市場的50%左右[39]。目前TI的C2000系列的F28X是DSP中繼F240之后最主流的DSP控制芯片。它采用32位定點處理器，流水線結構也由原來的4級增加到8級，性能得到了提升。具有相當復雜的控制算法和較高的采樣頻率，非常適合實時控制；它的外圍模塊和CPU性能相比之前的兩個系列芯片都有很多提升和提升，而且C/C++的編譯效率非常高，用戶不再局限于繁瑣的匯編程序。但由于工作頻率較高，為了降低功耗，F2812采用內核1.8V和I/O口3.3V的雙電壓結構，增加了電壓轉換的工作量。盡管如此，可以預見的是，未來控制領域的主導DSP芯片將是F2812，而目前國內的價格也已經跌至百元以上。因此，經過綜合考慮，系統最終采用TMS320F2812作為控制核心。(2)TMS320F2812功能模塊TMS320F2812是目前世界上最先進、最強大的32位定點DSP芯片。它既有數字信號處理能力，又有強大的事件管理能力。它具有以下基本特征[40-41J.1）采用高性能靜態CMOS技術，核心電壓1.8V，I/O口電壓3.3V，降低功耗：1SOMIPS的執行速度將指令周期縮短至6.67ns，從而提高了真實-控制器的時間控制能力。硬件乘法器可以執行32位x32位二進制補碼乘法以獲得64位乘積。2）高達12$K字的FLASH程序存儲器，18K字的數據/程序RAM；可擴展的外部存儲器最多1M單詞。3）兩個事件管理模塊EVA和EVB，每個包括：兩個16位通用定時器、8個16位脈寬調制（PWM）通道、3個捕捉單元和一個正交編碼脈沖電路。它們可以實現：PWM的對稱和非對稱波形；當外部引腳PDP1NTx出現低電平時快速關閉PWM通道；可編程PWM死區控制，防止上下橋臂同時輸出觸發脈沖。4)12位A/D轉換器，最小轉換時間為80ns，兩個事件管理器可選擇2個8通道輸入A/D轉換器或1個16通道輸入A/D轉換器觸發。5）3個32位CPU定時器；56個通用輸入/輸出引腳（GPIO），可單獨編程或復用；增強型控制器局域網（eCAN）模塊：兩個串行通信接口（SCI）；16位串行外設接口模塊(SPI)：多通道緩沖串行接口(McBSP)。6)支持%外設中斷擴展，目前只使用了45個；支持3個外部可屏蔽中斷。其中，TMS320F2812集成A/D轉換電路、脈寬調制PWM發生電路、正交編碼脈沖（QEP）電路等外圍模塊專為電機控制而設計。外圍功能使其非常適合該系統控制核心的重載。為了提高系統的動態質量，降低系統的靜態誤差，采用比例積分PI調節閉環控制實現整個系統的電流閉環。(3)DSP的主要功能如下：1）產生PWM驅動信號：用于驅動雙向轉換電路中的IGBT。根據輸出的采樣，設置和調整定時器中周期寄存器的值和比較寄存器的值來設置輸出PWM波的周期，改變脈沖寬度。2）實時采樣：IR2175輸出的PWM信號送入DSP計數器，由單片機時鐘將脈寬信號轉換為數字編碼，通過軟件程序計算占空比并轉換為等值電壓和電流值。3）實時檢測電池、超級電容電壓和電感電流信號，當出現異常情況時及時保護動作并顯示故障源。4.2平均電流模式控制DC/DC轉換器以輸出電壓作為反饋信號，形成電壓環控制系統，在電壓閉環的基礎上進行狀態反饋校正，以輸入電感的電流作為反饋量，形成電流環形。由于電流反饋網絡積分環節的存在，可以控制電感電流的平均值等于電流給定值，從而精確控制輸出電流。平均電流模式控制的系統特性如圖5.2所示。圖4.2電流模式控制系統框圖電流調節器CR為PI鏈路，傳輸數為電流環的開環傳遞函數為：電流環的閉環傳遞函數為：在，由于開環傳遞函數中有兩個零點，幅頻特性變寬，開環截止頻率更大，使得電流閉環為快速電流跟隨器，沒有穩態差異。電流環的截止頻率及其時間常數對于電壓環可以忽略不計，因此電流環相當于一個比例環節。電壓回路的簡化等效結構圖如圖5.3所示。圖4.3電壓閉環等效結構圖穩壓器，VR為P1的壞段，傳遞函數為電壓開環傳遞函數：電壓閉環傳遞函數：由于受控對象是一階慣性鏈，閉環系統相當于一個二階模型。當Kv，20時，電壓環相角穩定裕度接近90度，系統響應快，電流跟蹤能力強。由上可見，電流型控制系統具有以下特點：系統穩定性強、圍寬穩定；系統具有快速限流能力，有效降低開關元件、電感等關鍵元器件的電流沖擊，保障系統安全運行；系統動態特性好，響應速度快，可以完全消除輸入電壓在輸出電壓中引入的低頻紋波。由于采用電流模式控制，系統具有電壓和電流兩個閉環，可以分別精確控制輸出電壓和輸出電流。因此，通過適當的策略組合改變閉環結構和電壓/電流環，參考給定信號Use和ISet，可以輕松實現恒壓、恒流、恒功率等各種控制功能，并有效地應用于充放電的控制。4.3控制策略在汽車啟動和正常行駛的情況下，超級電容通過功率轉換器為電動機提供電能。為了使超級電容器始終具有高功率輸出能力，在車輛輕載或檢測到超級電容器電壓低于規定值時，發動機開始工作；當車輛加速或爬坡時，超級電容器和發動機同時工作。能源供應;車輛在剎車或下坡行駛時，電機作為發電機工作，再生能量通過功率轉換器為超級電容充電。超級電容器根據電容器的開環電壓和等效串聯電阻計算電容器的最大充電/放電功率。當有放電需求時，如果電容器的SOC大于規定的最小值，電容器可以向外放電。根據電容充放電的計算公式（這里忽略漏電效應），電容的放電功率為：，如果電容可以達到的最大電流如果電容的最大電流大于理想峰值功率的對應電流，電容的最大放電功率為理想峰值功率：：若電容的5OC小于規定的最小值，則電容不能對外放電，放電功率為O.當有充電需求時，如果電容器的SOC小于規定的最大值，則可以對電容器進行充電。充電時計算為：，如果電容的5OC小于規定的最小值，則外界所能充電的最大功率為0。如果電容的5OC達到最大值，則可以不再充電，充電功率為0。圖4.4是不同工況下的能量流動示意圖。圖4.4能量流示意圖控制策略可摘要如下：（一）當超級電容容量高于規定值時，超級電容通過變流器為啟動和正常行駛提供動力，發動機不工作。(2)超級電容器容量低于規定值或加速時發動機工作，對超級電容器或鎳氫電池充電，發動機工作在高效范圍內。(3)車載電子系統由鎳氫電池單獨供電，在發動機工作時對鎳氫電池充電。(4)再生制動時，反向電流對超級電容器充電，只有超級電容器接收到全部再生能量。直到發動機再次工作，超級電容器還沒有充滿電，不需要輔助電池進行恢復。（5）由于超級電容器本身的自放電現象，超級電容器的功率可能過低，無法提供汽車啟動所需的功率。這時候需要一個輔助電池給超級電容充電；同時，輔助電池為空調等其他車載電子設備供電。穩定的電源，充分利用了鎳氫電池的高比能量密度，既能滿足要求，又不需要體積和重量大。4.4軟件設計電壓/電流檢測轉換電路檢測電感電流、鎳氫電池電壓、超級電容電壓，并轉換后輸出到DSP。通過程序處理，由數字PI調節器控制一對互補的PWM脈沖和兩個獨立的PWM波形脈沖寬度輸出，從而控制轉換器合理工作；當出現異常情況時，通過相應程序阻斷PWM波形輸出，使轉換器停止工作，保護整個系統的安全。圖4.5主程序流程圖該程序包括兩部分：主程序和中斷處理程序。主程序用于定義和初始化變量；初始化完成后，開啟采樣中斷，進入主程序循環，等待中斷發生；一旦中斷發生，DSP自動執行中斷服務子程序和中斷處理子程序，完成閉環給定值的計算、PI控制、PWM輸出；處理完成后，返回主程序循環，等待下一次中斷的發生。DSP系統初始化主要完成DSP系統控制（包括系統時鐘、看門狗設置等）、事件管理器（EVA和EVB）初始化、I/O口初始化、ADC模塊初始化、CAN模塊初始化匹配寄存器、常量、變量定義和初始值賦值。圖4.6是中斷處理子程序的流程圖。圖4.6中斷服務子程序流程圖當系統進入中斷處理子程序時，將中斷的入口地址保存在寄存器中以保存場景；然后轉到采樣中斷服務程序。該服務例程的功能是配置事件管理器，配置I/O捕獲管腳，初始化事件管理器，配置控制寄存器CAPCON并啟動捕獲操作；然后處理捕獲的數字脈沖，計算占空比并將其轉換為等效的電壓和電流值；并確定工作模式，當放電模式為恒壓PI調整算法時，在充電模式執行恒流PI調整算法時，PWM1引腳和PWM2引腳產生互補驅動信號。當發生故障報警時，POPINT引腳拉低，DSP部分的定時器立即停止工作，所有PWM輸出處于高阻狀態，同時產生停止保護信號。，回到主程序。圖4.7是F2812產生的互補DPWM脈沖信號波形。圖4.7互補DPWM脈沖4.5硬件電路設計4.5.1電壓電流檢測電路為了滿足系統輸出控制精度和電壓紋波的要求，AD采樣器的最小分辨率應小于系統內容的電壓紋波。使用IR2175可以避免AD轉換器數量少帶來的誤差。電流電壓檢測電路如圖5.80IR2175具有以下顯著特點：(1)IR2175高速頻率130kHz輸出，可滿足伺服電機應用的嚴格要求，如高速印刷、包裝機械、機器人及定位平臺等自動化應用。(2)IR2175有2.Ous過流關斷信號輸出，可直接與微處理器或數字信號處理器連接。現有的用于線性電流感應的光學或霍爾效應系統的關斷時間一般長達3-4us，通常需要兩個外部比較器和一個電平移位運算放大器來實現相同的功能。(3)IR2175無需設置光合路器，保證了系統性能的持久穩定性，有助于提高系統的可靠性。因為隨著光耦合器的老化，發光管和接收器件之間的電流傳輸比會逐漸減弱，這可能會導致系統故障。(4)IR2175采用PWM數字信號輸出，用自舉電源代替專用輔助電源，有效減小了器件尺寸和零件數量。(5)在電機驅動電路中使用IR2175可以省去外接光學或霍爾效應傳感器，從而進一步減小電路尺寸，簡化設計，提高可靠性。圖4.8a中為電流檢測電路，圖4.8b為電壓檢測電路。低端電流檢測還有一個嚴重的問題：接地路徑中的電阻意味著負載“接地”會隨電流變化。當連接到需要相同接地電平的其他系統時，這可能會導致系統共模錯誤和問題。這種方法只能用“地面噪聲”來提高分辨率。通過在電源和電感器之間放置一個電流檢測電阻可以避免接地變化問題。a)電流檢測示意圖b)電壓檢測示意圖圖4.8檢測電路示意圖4.5.2驅動電路驅動電路就是根據控制對象的要求，將來自信息電子電路的信號轉換成相應的驅動號。采用厚膜專用驅動芯片M57962，可直接默認使用，也可根據需要調整死區時間、軟關斷速度、故障重啟時間。驅動電路原理圖如圖4.9所示。圖4.9IGBT驅動原理圖驅動電路最多可以驅動300A單個IGBT的大功率IGBT模塊（/1200V或/600V）。600A該驅動器已成功應用于小功率IGBT單元的驅動，具有穩定的驅動性能和過流保護。每個驅動器需要工作電源+15V和-10V，