1、03 十月 2022電磁干擾噪聲診斷技術03 十月 2022電磁干擾噪聲診斷技術31 傳導性電磁干擾噪聲診斷技術CM與DM噪聲定義：電源線電磁干擾分為兩類，共模干擾信號與差模干擾信號(如圖3-1所示)。其中把相線(L)與地(E)、中線（N)與地(E)間存在的干擾信號稱之為共模(Common Mode)干擾信號，即圖3-1中的電壓UNE和ULE 。對L,N線而言，共模干擾信號可視為在L線和N線上傳輸的電位相等，相位相同的噪音信號。把L與N之間存在的干擾信號稱作差模(Differential Mode)干擾信號，即圖3-1中的電壓ULN，也可把它視為在L和N線上有180o相位差的共模干擾信號。對任

2、何電源系統內的傳導干擾信號，都可用共模和差模干擾信號來表示。并且可把L-E和N-E上的共模干擾信號，L-N上的差模干擾信號看作獨立的干擾源，把L-E,N-E和L-N看作獨立網絡端口，以便分析和處理干擾信號和有關的濾波網絡。31 傳導性電磁干擾噪聲診斷技術CM與DM噪聲定義：圖3-1 電源線上的共模與差模干擾信號圖3-1 電源線上的共模與差模干擾信號311 傳導性電磁干擾噪聲診斷原理一、傳導性電磁干擾（EMI）噪聲的模態分離方法目前國際上規定的傳導性電磁干擾測量設備是線阻抗穩定網絡LISN（line impedance stabilization network，簡稱LISN），原理如圖3-2，

3、其核心是通過電感、電容和標準50阻抗構成的測試網絡，作為獲得被測設備EUT所產生的傳導干擾信號的接受器。線性阻抗穩定網絡LISN（line impedance stabilization network）是用來測量電子器件產生的傳導性電磁干擾的標準網絡，該網絡可以有效屏蔽來自外部電網的高頻干擾或阻止負載產生的高頻干擾通過電源插座傳入外部電網，同時又不影響負載正常工作下所提供的工頻電流（power line frequency, 如國內50Hz電流），所以理論上可以有效獲得噪聲源產生的傳導干擾信號。被測設備產生的干擾電流包括兩種干擾模態：差摸電流從火線流出到零線，共摸電流經過火線和零線到地線。因

4、此，火線和零線中的差模信號的幅值相同，相位相反，而共模信號是幅值和相位都相同。在總的傳導性電磁干擾信號中，共模和差模是我們設計電力濾波器的基本依據，他們來自不同的噪音源，必須被分別抑制，然而線性阻抗穩定網絡只能測量電源線上總的傳導性電磁干擾，并不能測出傳導性電磁干擾中的共模和差模成分。所以傳統的LISN已不能滿足要求。311 傳導性電磁干擾噪聲診斷原理在圖3-2中，噪聲源即或被測設備EUT為一個典型單相開關電源（SMPS），LISN中的50表示測試儀器如頻譜分析儀的標準阻抗，所有噪聲分量由50電阻上得到。另外“”L”、 “N”、 “E”分別表示相線、中線和地線，I CM 和 I DM 則表示共

5、模電流和差模電流，可見共模電流是由“線”對“地”產生的共模電位引起，其幅值相同且方向相同；而差模電流是由“線”與“線”之間的電位差引起，其幅值相同但方向相反。圖3-2 用于傳導性電磁干擾測量設備LISN原理在圖3-2中，噪聲源即或被測設備EUT為一個典型單相開關電源電磁干擾噪聲診斷技術課件二、傳導性電磁干擾（EMI）噪聲的模態分離方法分類1、基于器件的模態硬分離方法傳導性EMI噪聲模態信號的硬分離方法目前主要采用射頻變壓器和0度或180度combiner兩種方法。二、傳導性電磁干擾（EMI）噪聲的模態分離方法分類圖3-3 Paul 分離網絡圖3-3 Paul 分離網絡電磁干擾噪聲診斷技術課件此

6、后新加坡的See又設計出另一種識別網絡，既可以同時提供具有CM /DM 抑制能力的信號分離電路，同時在電路中也避免了采用機械開關所帶來的不利影響。See分離網絡如圖3-4所示，兩個寬帶射頻變壓器相連且副邊線圈帶中心抽頭，兩個輸出端與EMI干擾接收機輸入端相連，分別滿足“相線”和“中線”上的混合模態信號的矢量“相加”、“相減”功能，于是共模和差模傳導發射信號彼此分離并可以直接在EMI接收機上測量得到。此處用兩個變比為2:1，且二次線圈有中間抽頭的變壓器來實現這種加減功能，它不需使用機械開關。為了使該網絡的輸入阻抗Rin與LISN網絡50的阻抗相匹配，Rin應當為50，所以R1與R2的值應當分別為

7、100。如圖所示，VCM=(VL+VN)/4 ，VDM=(VL-VN)/4 ；與上面所講的VCM=(VL+VN)/2，VDM=(VL-VN)/2 差了0.5倍。但是考慮到20lg0.5很小，這個影響可以忽略。此后新加坡的See又設計出另一種識別網絡，既可以同時提供具圖3-4 See 分離網絡圖3-4 See 分離網絡更進一步，法國Mardiguaian給出了一種更簡單的分離網絡如圖3-5所示，僅使用一個變比為2:1的帶中間抽頭的變壓器就實現了加減的功能。圖3-5 Mardiguian 分離網絡更進一步，法國Mardiguaian給出了一種更簡單的分離電磁干擾噪聲診斷技術課件與變壓器方案不同的是

8、，其后美國Guo又提出了采用0度/180度combiner取代變壓器作分離網絡如圖3-6所示，分別用0度和180度的combiner實現CM和DM的模態分離和輸出。功率混合器(power combiner)在物理結構上同功率分相器(power splitter)一樣但逆向使用，功率分相器通常作為射頻器件，可以將輸入信號分解成兩個幅度相等、相位確定的信號輸出，當反向使用時就變成了一個功率混合器。雖然功率混合器在制造過程中類似一個寬帶變壓器，但其可以在10K-30 MHz范圍內維持更高的精度。此外，功率混合器還可以在測量中提供恰當的輸入阻抗以實現阻抗匹配，減小反射損耗。盡管采用功率混合器可以使干擾

9、模態信號的分離性能得到很大改善，尤其在高頻條件下更是如此，但其制造成本卻增加不少，功率混合器通常價格昂貴，所以影響其推廣使用。由公式：VCM =(VPhase+VNeutral) (3-5)VDM =(VPhase-VNeutral) (3-6)可見，無論分離網絡以何種硬件形式實現，其原理均為實現火線和相線上噪聲電壓的相加和相減功能。與變壓器方案不同的是，其后美國Guo又提出了采用0度/18圖3-6 Guo 分離網絡 圖3-6 Guo 分離網絡 2、基于算法的模態軟分離方法另一方面與硬分離技術相比，借助數值計算功能來實現模態信號軟分離的技術近來亦有報道。臺灣的Lo提出將通過單模態硬件分離網絡輸

10、出的CM或DM信號再輸入到計算機中，然后根據LISN檢測到的實際線上干擾信號和前置單模分離網絡得到的單模信號通過組合計算，最終得到另一個模態干擾信號，系統結構如圖3-7所示。雖然該方法實現了軟分離，但事實上由于算法中需要事先知道其中一個單模信號作為輸入量，因此仍需要使用單模硬件分離網絡做支撐(如圖3-7)，所以這只能稱為半模態軟分離技術(semi software-based mode separation network)而并非完整的軟分離方法。此外由于存在檢測相位不確定因素，因此還有一定的計算誤差。但總體上該方法已經使干擾信號分離功能得到加強，并使后續的傳導性EMI智能化處理成為可能。 2

11、、基于算法的模態軟分離方法PCCMCMDMLNLISNGEquipment under testNoise separatorSpectrum analyserEquipment under test待測試設備 Noise separator噪聲分離器Spectrum analyzer頻譜分析儀 PC電腦終端圖3-7 Lo 分離網絡PCCMCMDMLNLISNGEquipment under三、傳導性電磁干擾噪聲診斷特性分析實驗裝置方案1如圖3-8所示圖3-8 實驗裝置方案1示意圖三、傳導性電磁干擾噪聲診斷特性分析圖3-8 實驗裝置方案分離網絡CM/DM輸出端接HP 8753C網絡分析儀，輸入

12、端通過0度/180度功率分配器接HP 85047A 掃頻信號源(10K30M),DM/CM輸出端接50 ohm terminator。實驗裝置方案2如圖3-9所示圖3-9 實驗裝置方案2示意圖分離網絡CM/DM輸出端接HP 8753C網絡分析儀，輸入端在低頻段，我們使用SP1641B型函數信號發生器，它的頻率范圍為13MHz；在高頻段，我們使用SG-4162AD,它的頻率范圍為100KHz150MHz。在網絡性能測試中所需的頻率范圍為10KHz30MHz。0/180度splitter用以取得所需的共模或差模輸入信號，虛擬儀器DSO-2902具有雙通道數據采集功能，可用于采集、測試、分析和輸出測

13、量數據，以代替頻譜分析儀及TG掃頻源，該方案大幅降低了測試成本，但測量精度有所下降。為了對分離網絡的特性進行研究，在這里定義一些參數，分別是共模插損（CMIL）、差模插損（DMIL）、共模抑制比（CMRR）和差模抑制比（DMRR）。（insertion loss, 簡稱IL；rejection ration，簡稱RR）定義函數： S21 = 20log ( V2 / V1 ) (dB)CMIL/DMIL：當V2與V1為同一模態的電壓時，S21的值就為插入損耗。當輸入電壓V1和輸出電壓V2同為共模電壓時，S21為共模差損；當輸入電壓V1和輸出電壓V2同為差模電壓時，S21為差模差損。CMRR/D

14、MRR：當V2與V1為不同模態的電壓時，S21的值就為抑制比。當V1為共模電壓，V2為差模電壓時，S21為共模抑制比；當V1為差模電壓，V2為共模電壓時，S21為差模抑制比。 在低頻段，我們使用SP1641B型函數信號發生器，它的頻率范（一）差模抑制比（DMRR）將差模DM信號作為輸入信號，測量網絡輸出端的共模信號CM。理想情況下這種抑制比應當是無窮大。當然，測量結果通常因為噪聲而呈現出不是理想的結果。（二）共模抑制比（CMRR）將共模信號作為輸入信號CM，測量網絡輸出端的差模信號DM。理想情況下這種抑制比應當是負無窮大。（三）共模插入損耗（CMIL）將共模信號作為輸入信號CM，測量網絡輸出端

15、的共模信號CM。理想情況下這種抑制比應當是0。（四）差模插入損耗（DMIL）將差模信號DM作為輸入信號，測量網絡輸出端的差模信號DM。理想情況下這種抑制比應當是0。這里的目的是通過這四種分離網絡的建立，并進行測試，找到一種性能最優的網絡，以便我們日后對噪聲信號的診斷和濾波器的設計。（一）差模抑制比（DMRR）、元器件的測試在對分離網絡進行測試之前，我們必須對所用到的元器件進行測試，這樣在對四種網絡的特性進行分析時，就可以排除元器件的干擾，而單純是網絡本身的問題。在這里，以0度spliter5號端差損測試為例來說明測試中出現的問題，以及如何解決這些問題。（1）測試線路：圖3-10 電纜長為1m時

16、0度splitter 5號端差損測試線路、元器件的測試圖3-10 電纜長為1m時0度splitt電磁干擾噪聲診斷技術課件（3）性能特性曲線：圖3-11 電纜長為1m時0度splitter 5號端差損特性曲線（3）性能特性曲線：圖3-11 電纜長為1m時0度spli（4）結果分析：由測量數據和性能曲線可以看出：在f=10MHz以上時， 0度splitter5號端插入損耗特性由2.7661逐漸減小，但是在f在15-21MHz之間插損為正值，最大值可達8.5655dB（f=18M），20M后又開始衰減，在24M以后，插損為負值，最大值可達-9.4067。可以看出，0度splitter5號端插入損耗特

17、性很差，出現了正值的情況，而且插損值非常大，與技術要求距離非常遠。如進行平衡度實驗，此時隨頻率的增大有移相現象出現，最后可移相至反相。（4）結果分析：（5）問題分析及改進：對測試結果進行分析，問題出現在從信號發生源到DS02902這一段線路中，起碼有以下問題：（一）線纜長度問題及解決由電場理論知，在導體及傳輸線上有分布電阻及分布電感，導線間存在分布電容。在低頻時，或者說當波長遠大于線長時，這些分布參數對線上傳輸的電流、電壓的影響很小。當頻率很高，線長可以和波長相比較時，線上的分布參數對電流、電壓的影響很大，此時就需用分布參數理論來研究。由于=C/f；C=3.0*108m，f最大取到30MHz,

18、所以為10m，/4 就為2.5m。雖然電纜長度取1m小于/4，但在測量時連接系統的總的線纜長度會大于/4，于是我們將線纜長度改為0.25米，測得插損大為減小，且不再出現移相故障。（5）問題分析及改進：驗證：以T型頭的插損為例，說明線纜長度對測試的影響：圖3-12 T形頭插入損耗的測試驗證：以T型頭的插損為例，說明線纜長度對測試的影響：圖3-1電磁干擾噪聲診斷技術課件圖3-13 線纜長為1M和25CM時T形頭的插損對照曲線圖圖3-13 線纜長為1M和25CM時T形頭的插損對照曲線圖（二）測量線路問題及解決1.測量插入損耗時，從信號發生器到達DSO2902，一個通道是一根電纜，另一個通道是兩根電纜

19、，不匹配。2.同時在測量一個輸出端和輸入之間的插入損耗時，另一個輸出端沒有接50的匹配阻抗，部分能量通過5或6號端口往外界泄漏，影響了測試結果，使得測量結果不精確。而加50匹配阻抗時，這部分能量就通過此電阻往內部反射，減少了能量的損失。因此要在測試時注意電纜匹配和阻抗匹配的問題。（三）連接導線的屏蔽問題及解決將線纜長度減小后，在測量0度和180度分相器的插損時雖然沒有再出現移相問題，插損相對減小，但是仍然比較大，波形也很不穩定，其中0度分相器為-93dB，180度分相器為-53dB，與產品介紹給定的值1.0dB和0.5dB相距太遠，不能滿足我們的要求。我們先對BNC接口的插損進行測試，得BNC

20、插損的最大值為0.5dB左右，與上面測得的0度和180度分相器的插損-9dB相比幾乎可以忽略。于是我們推斷問題可能出在導線上。由于整個實驗系統都須通過BNC接口相連，所以分相器必須通過引出導線接BNC接口才能接入系統中。下面是我們對25厘米普通導線和2.5厘米屏蔽導線所做的插損測試：（二）測量線路問題及解決驗證：我們在A1端直接用兩根電纜相連，A2端也用兩根電纜相連，但中間多了一根導線，導線兩端接了兩個BNC接口。在測試后發現黃色漆包線的差損較大，因此考慮使用屏蔽線。以下是兩種導線的差損測試對比。（1）測試線路：圖3-14 黃色漆包線和屏蔽線插損測試接線圖驗證：我們在A1端直接用兩根電纜相連，

21、A2端也用兩根電纜相連電磁干擾噪聲診斷技術課件（3）特性曲線：圖3-15 0.25米普通導線和2.5厘米屏蔽導線的插損對照曲線圖（上：普通導線，下：屏蔽導線）（3）特性曲線：圖3-15 0.25米普通導線和2.5厘米由于BNC接口的插損很小，根據上面兩張表格的數據可見，2. 5厘米屏蔽導線的插損比25厘米普通導線的插損明顯的小。同時在測試中發現，使用屏蔽導線時，波形非常的穩定。那么問題就是我們使用的普通導線在高頻時不能滿足我們的特性要求。自此將連接導線全部改成屏蔽導線。一、T形頭插入損耗的測試1、測試線路圖 除DSO2902與計算機之間的連接外，各部分電路之間用電纜相連。圖3-16 T形頭插入

22、損耗的測試由于BNC接口的插損很小，根據上面兩張表格的數據可見，2. 電磁干擾噪聲診斷技術課件3、性能特性曲線如下所示：圖3-17 T形頭插入損耗的曲線圖3、性能特性曲線如下所示：圖3-17 T形頭插入損耗的曲線可見，T形頭有時會呈放大特性。按理論上說，T形頭應當是衰減的，但在高頻時，導體的電感和電容將不可忽略，此時電抗值將隨頻率而變化。根據傳輸線特性，對于長度與頻率所對應的/4可以比擬（或大于）的導體，其特性阻抗為。其端接阻抗應等于該導體的特性阻抗，實際上這是不大可能的。因此，在其終端會出現反射，電路中任一點的電壓是由正向的電壓U+和負向的電壓U-疊加而成的，這就是駐波，駐波會出現波峰和波谷

23、，當測量的電壓正好位于波峰時，就會得到我們所發現的輸出電壓大于輸入電壓的情況。該T形頭插入損耗特性已較為理想。可見，T形頭有時會呈放大特性。按理論上說，T形頭應當是衰減的二、BNC插入損耗的測試1、測試方法如下：A1一路信號直接由兩根0.25M長的電纜連接；A2一路也由兩根0.25M長的電纜連接，但中間接有兩個BNC接口。圖3-18 BNC插入損耗的測試二、BNC插入損耗的測試圖3-18 BNC插入損耗的測試電磁干擾噪聲診斷技術課件 3、特性曲線如下所示：BNC的插損最大為0.4573dB，且是在頻率為18MHz處。從實驗的角度看，這個插損是允許的，至于發生在18MHz處的正值，這可能與線纜的

24、阻抗分布有關。圖3-19 BNC插入損耗的曲線圖 3、特性曲線如下所示：圖3-19 BNC插入損耗的曲線圖三、線纜插入損耗的測試1、測試方法如下：A1端用一根兩端都為公口的線纜，A2端用兩根線纜，其中一根為兩端都為公口，另一根為一公一母接口圖3-20 線纜插入損耗的測試三、線纜插入損耗的測試圖3-20 線纜插入損耗的測試電磁干擾噪聲診斷技術課件3、 特性曲線如下所示：根據線纜插損的測試可見，其插損最大值可達2.5dB左右，若測量線路兩端線纜長度不等，那么對測量結果可能會產生較大的影響。但在以后的測試中，我們可以使測試信號兩邊的線纜長度相等，人為的進行補償，所以線纜的插損問題已得到解決。圖3-2

25、1 線纜插入損耗的曲線圖3、 特性曲線如下所示：圖3-21 線纜插入損耗的曲線圖四、2.5厘米長屏蔽導線插入損耗的測試1、測試方法如下：我們在A1端直接用兩根電纜相連，A2段也用兩根電纜相連，但中間多了一根2.5cm長的導線，導線兩端接了兩個BNC接口。圖3-22 屏蔽導線插入損耗的測試圖四、2.5厘米長屏蔽導線插入損耗的測試圖3-22 屏蔽導線電磁干擾噪聲診斷技術課件3、 特性曲線如下所示：可見，2.5厘米長的黑色屏蔽導線最大插損可在1.42dB左右，對測試結果可能會造成一定影響，這在以后的測試中是一個值得注意的問題。圖3-23 導線插入損耗的曲線圖3、 特性曲線如下所示：圖3-23 導線插

26、入損耗的曲線圖五、0度splitter插入損耗的測試0度分相器可適用的頻率范圍為0.04100MHz，在低頻、中頻、高頻的插損分別為0.6dB,0.9dB,1.0dB。它的1號端為輸入端，5、6端為輸出端。1、0度splitter 5號端插入損耗的測試（1）測試線路圖圖3-24 0度splitter5號端插入損耗的測試五、0度splitter插入損耗的測試圖3-24 0度sp電磁干擾噪聲診斷技術課件（3）性能特性曲線如下所示：圖3-25 0度splitter5號端插入損耗的測試曲線（3）性能特性曲線如下所示：圖3-25 0度splitte2、0度splitter 6號端插入損耗的測試（略）根據

27、0度splitter插損的測試結果可知，它的最大插損為1.9dB左右，而技術規范給定的值為1.0dB。原因分析如下：我們在進行0度splitter的插損測試時，其實還包括了兩個BNC接口和兩段2.5厘米長的黑色屏蔽導線的插損，雖然插損不是線性疊加的，但勢必會對測試結果產生影響。此外，由于測試頻段較高，線纜間還有阻抗耦合問題，這些都會對測試產生影響。六、以類似的方法分別測試180 度splitter，變比1：1及變比2：1，副邊帶中心抽頭的射頻變壓器的插入損耗特性。直到其特性能夠滿足系統測試要求。2、0度splitter 6號端插入損耗的測試（略）七、T形頭平衡度測試測試電路圖如下所示，除DSO29