1、第三十組：陳林輝、夏效禹、伍玉程控高增益選頻放大器設計摘要：本系統以單片機和FPGA為控制核心，實現了一個程控高增益選頻放大器 和衰減正弦波信號發生器。放大器以一款壓控增益放大器AD603為核心，增益 步進1dB，范圍60dB120dB。選頻功能用*階狀態變量帶通濾波器實現，中心頻 率步進為1Hz，范圍*Hz*Hz，通帶寬度小于*Hz。在衰減正弦波發生器的實 現中，通過控制D/A轉換器參考電壓以改變信號包絡，頻率步進1Hz，范圍 *Hz*Hz，并在幅度降至2mV時聲光報警。另外，系統可以測試放大器輸出 幅度，測量誤差小于*。關鍵字：壓控增益放大器狀態變量濾波器一、方案論證與選擇1、選頻功能實現

2、方案方案一：采用并聯LC選頻網絡。當輸入信號頻率等于其諧振頻率時，網絡 呈純阻特性，輸出信號幅度最大。改變L、C即可改變諧振頻率。Vi.一|基本放大電路M*- -Vo 詵頻網絡圖1 RC選頻網絡框圖方案二：采用RC選頻網絡。如框圖所 示，它由基本放大電路和雙T形RC圖1 RC選頻網絡框圖方案三：采用狀態變量濾波器。該濾波器電路的截止頻率與Q值由其中某些 阻容值決定。電流輸出型DAC可等效為阻值僅受輸入數據控制的電阻，用此控 制濾波器的截止頻率和Q值，可實現濾波器參數精確程控。方案一、二可實現極窄通頻帶、高Q值的選頻特性，但難以實現中心頻率以 1Hz為步進。方案三中的狀態變量濾波器若采用較高階數

3、，可滿足對Q值的要 求，且可精確程控中心頻率，ADC位數決定調節范圍，因此，我們選取方案三。2、衰減正弦波信號源設計方案方案一：利用模擬電路產生。利用LC振蕩網絡構成諧振電路，選擇適當的L、C值產生正弦波，再利用一階RC電路產生由初始值衰減的指數衰減信號， 將2種信號疊加相乘，即可得到按指數規律衰減的正弦波輸出信號。方案二：利用數字方法產生。分別送入兩組數據進入2個D/A轉換器中，令 第一個DAC產生正弦波形，第二個DAC產生按指數規律衰減的波形，并作為 第一個DAC的參考電壓，相當于兩信號相乘，由此獲得衰減波形。方案一易于實現，但由于在電路中存在電阻、電感和電容，產生波形時會出 現失真和不穩

4、定的現象，且難以控制零初始相位和實現頻率步進。方案二可以精 確控制信號初始相位和頻率步進，產生的波形穩定。3、幅度檢測方案方案一：將信號通過峰值檢測電路，并通過A/D轉換器采集信號峰值實現。方案二：采用數字峰值檢波。用A/D轉換器在一個周期內大量樣點，根據采 集到的數據點找出信號峰值。方案一由于電容充放電特性，輸出電壓存在波紋，若希望減小波紋造成的誤 差，則要以增加檢測時間為代價。由于輸入信號頻率低，利用不高的采樣率便可 在一個周期內采集到大量樣點，精度完全可滿足題目要求。于是我們采取方案二。二、系統總體框圖系統由兩部分組成，衰減正弦波發生器和程控高增益選頻放大器。1）衰減正弦波發生器：在FP

5、GA內部由直接數字頻率合成技術合成幅度恒 定的正弦信號，通過波形發生DAC輸出，同時用另一路輸出為衰減指數波的DAC 的輸出作為前者的參考電壓，由此獲得衰減正弦波信號。2）程控高增益放大器：可由外部信號或者衰減正弦信號源輸入，輸入信號 通過程控放大器后送入帶通濾波器，其中心頻率由四路DAC等效的電阻控制， 濾波器的輸出信號經過功率放大后為最終輸出。為了實現自動功能，功放輸出信 號由A/D轉換器采集得到幅值，并反饋控制增益，使信號穩定在4.5V5.5V。 二選一電路 外部信號輸入程控放大電路 J I J I功率放大器* ADC 1fR1 二選一電路 外部信號輸入程控放大電路 J I J I功率放

6、大器* ADC 1fR1R*帶通濾波器V 4 &q4四路DAC選頻放大器輸出繼電器控制幅度控制DAC繼電器控制信號控制電壓波形發生DAC卜一衰減正弦信號輸出參考電壓DAC卜聲光指示FPGA幅度檢測LCD增益控制正弦波合成包絡合成聲光指示濾波器參數 控制圖1系統框圖三、理論分析與計算1、程控選頻放大器實現理論分析系統采用翻轉輸入型狀態變量濾波器原理，將兩個二階狀態變量濾波器級 聯，獲得四階帶通濾波器。單個二階狀態變量濾波器如圖2所示。圖2圖2二階狀態變量濾波器其濾波器參數由如下公式設置：、=!： R02兀RR R CC3 eq1 eq 2 2 3)ZR、=!： R02兀RR R CC3 eq1

7、eq 2 2 3+ L XR R3 Rq2 C 3R123取 R = R = R = 10kQ，R = R = R，C = C，則 f = 1/(2兀R C ) 123eq1eq 2 eq 230eq 2Q = (1 + R /R )/3。當固定C2和R5時，f八僅與R有關，Q僅與ra有關。45250eq41)中心頻率范圍、步進的實現分析：采用美信公司的四通道電流輸出型D/A轉換器MAX514等效R，如圖4所示，通過控制MAX514的輸出電流，從而改變其等效電阻值。MA514是 倒T形R-2R電阻網絡D/A轉換器， 則其輸出電壓：Digital Input+ Uref_ data從而改變其等效

8、電阻值。MA514是 倒T形R-2R電阻網絡D/A轉換器， 則其輸出電壓：Digital Input+ Uref_ dataO out X ref X 4096RGNDMAX514某一通道GNDUout將v與I分別作為輸入和輸ref out出，則每一路MAX514可以等效為電阻，圖3 MAX514等效電阻示意圖阻值 R = Xre = 4096 R。則 f =data，步進 =1= 1皈。eq I data0 2兀 C X 4096R0 2兀 C x 4096R實測得R = 1罵70，則C2取2.8nF。對應的中心頻率f范圍1H；4.096kHz。2）通頻帶寬度實現分析：品質因素Q = f0/

9、BW，由于題目要求BW100Hz，f0 最大為 3.4kHz，則 Qm.n=3400/100=34O 我們調節 R4 使之為 120k Q，Q=40。2,衰減正弦波產生理論分析在FPGA內合成幅度恒定的正弦信號，通過第一路DAC輸出，同時產生一 路指數衰減信號作為第一路DAC的參考電壓，獲得包絡為指數衰減的正弦信號。1）直接數字頻率合成技術（DDFS）合成正弦信號分析：DDFS以Nyquist時 域采樣定理為基礎，在時域中進行頻率合成。其工作原理是：每個參考頻率fclk 上升沿到來時，計數容量為2n相位累加器的值便按照頻率控制字k的長度增加 一次，所得的相位值被輸出至波形查找表，查找表將相位信

10、息轉化為相應的幅值 信息（具體實現是以相位累加器中的數據高位作為地址讀取波形存儲器中的數 據），再由D/A轉換得到相應的波形。輸出信號頻率f = f x k/2n。本系統相 位累加器位數為32位，參考頻率fclk=1MHz :則頻率分辨力 f = 1MHz/232 牝 0.0002Hz，即頻率最小步進 0.0002Hz。與）指數衰減信號衰減常數分析：衰減信號可以表示為y = e-1/t，其中t為衰 減常數，題目要求衰減到初始幅度的10%需延遲100ms1000ms，我們設定在 500ms。則根據式子e -500/T =10%可計算出t = 217ms。3） D/A轉換器位數分析：題目要求指數衰

11、減正弦波最大幅度為1.5Vpp，衰 減至2mVpp時，保持幅度不變并送入選頻放大器，且幅度精度達5%。用于指 數衰減正弦波產生DAC的滿量程輸出Vpp=1.5V，若DAC位數為N，貝1.5/2N 13.8，于是我們選取美信公司的16位D/A轉換器MAX541。四、主要功能電路設計1，程控高增益選頻放大電路的設計題目要求增益的程控范圍為60dB120dB，步長為1dB；選頻網絡中心頻率范 圍為300Hz3.4kHz，步進為1Hz。我們設計將該電路分為三部分，分析如下： 1）前級放大電路的設計由于輸出電壓范圍為2V20V，可計算輸入信號范圍為2uV20mV，若將如 此小的信號先濾波再放大，濾波選頻

12、效果和輸出信號信噪比必然很差。于是我們 設計了前級放大電路，其增益范圍為10dB70dB，考慮到后級電路具有50dB的 固定增益，防止后級電路輸出信號截止，在本級中將信號調理至6mV60mV。 開關S1選擇運放LT1028的增益為16dB或46dB。小信號放大電路的設 計中，第一級放大器的噪聲對整個電路信噪比起決定性作用。系統采用一款超低噪聲、高精度的高速放大器LT1028，它的溫漂低至0.1hV/C，偏置電壓小于 10pV。它具有300MQ的共模輸入電阻以及126dB的共模抑制比，能夠很好地抑 制共模噪聲，提取小信號。AD603的輸入電阻為100 Q，由于電阻分壓造成-6dB的衰減。AD60

13、3由一個可通過外部反饋電路設置固定增益的放大器、寬帶壓控精 密無源衰減器和線性增益控制電路構成，取R5=2KQ，即固定增益40.98dB，則 G(dB) = 40 x (V - V ) + 20.98，管腳 2 上 V = 5 x R4/(R3 + R4) = 0.5V。在管腳G +G -G -1上輸入電壓范圍為-0.025V0.726V時，AD603增益范圍0dB30dB。圖4圖4前級放大電路圖2)程控濾波電路的設計程控濾波電路的設計在理論分析與計算中己作詳細闡述，值得提出的是我們 設置品質因素Q=40，則在濾波器通帶內存在40V/V(32dB)的增益。后級功率放大電路的設計前兩級的總增益范

14、圍是42dB102dB，為滿足題目的要求，本級設置為18dB 的固定增益。THS3001是一款高速電流反饋型運放，采用同相輸入方式，提高 了放大電路帶負載的能力，而且由于輸入阻抗高、輸出阻抗低，可起到對濾波器 輸出的隔離緩沖作用，防止后級電路影響濾波器參數。電路圖見附錄。圖5整形電路圖2，AGC功能中整形電路設計圖5整形電路圖如理論分析部分所述，為提高自動增益 控制的穩定速度，在信號頻率初掃時，需 要一級比較器電路，檢測濾波器輸出信號 的幅度。采用比較器LM311，它的輸出為 集電極開路，其輸出接上拉電阻，設定其 邏輯電平為5V。為抑制干擾引起的誤翻 轉，我們采取了帶正反饋的滯回比較電路 的形

15、式。采用反相輸入方式，其反向閾值電壓V = 0- 2KX5 q-0.454V，對應輸出信號上升沿；將調節R6使其正向 -20 K + 2 K閾值電壓V = 2KX5 - 2KX5 q0.454V，對應輸出信號的下降沿。將比較器 + R6 + 2 K 20 K + 2 K輸出信號通過一個施密特觸發器與非門后，方波信號的沿更陡峭而穩定。五、軟件設計1，總體軟件設計本系統軟件包括單片機C語言和基于FPGA的Verilog HDL。單片機主要用 于總體程序流程控制和人機交互的實現，此外，在單片機嚴格的延時控制下，將衰減正弦波的包絡序列送入D/A轉換器FPGA主要用于大量高速的數據運算和復雜的時序控制。

16、如直接數字頻率合成技術合成正弦波以及后級D/A轉換器的 控制、幅度測量時A/D轉換器的采樣控制和數字峰值檢波的實現。2, AGC實現算法設計由于前級放大電路具有選頻功能，在調整電路增益之前，需要將中心頻率設 置為輸入信號頻率。為了精確設定中心頻率，并兼顧穩定時間。我們采用兩級掃描方式。首先以100Hz為步進使濾波器中心頻率由300Hz增長，當濾波器后級 的比較器電路輸出方波時，停止掃描，并測得信號頻率；由于中心頻率的設定存 在誤差，第二步是設定濾波器中心頻率在信號頻率附近，以1Hz為步進，用ADC 采樣求取濾波器輸出信號峰值，記錄輸出最大值處，并最終確定設定的中心頻率。之后便可利用反饋控制算法

17、使信號穩幅在4.5V5.5V。流程圖如下所示。六、圖6系統總體軟件流程圖測試數據與分析圖7 AGC控制流程圖六、圖6系統總體軟件流程圖測試數據與分析圖7 AGC控制流程圖1，功能測試1）程控增益選頻放大器：經測試，中心頻率調整步長最小可達1Hz，增益調整 步長最小可達1dB。2）自制信號源： 手動觸發一次，用示波器*觀察波形。測得初始相位為 零，測得第二個最大值的時間點為*ms，幅度值為*V，第三個最大值時間點為*ms，幅度值為*V，計算得衰減系數為*，誤差為*。用示波器測試衰減正弦波的最大幅度為*V，與理論值的誤差為*%。衰減至2mVpp時，具有 聲光指示功能，并保持該幅度不變。頻率步進1H

18、z。2，指標測試1）程控增益選頻放大器選頻特性測試：測試方法：輸入信號幅度設置為2mV，增益設置為60dB。設置若十個中心 頻率f，向系統送入掃頻信號，用4位半毫伏表觀察輸出信號幅度。記錄信號0最大值對應的輸入信號頻率點，以及幅度為最大幅度0.707倍的兩個頻率點的值， 計算出通頻帶寬度。測試數據：主要測試數據如表1所示。詳細測試數據見附錄。表1程控增益選頻放大器選頻特性測試表序號設定f0實際f0f0誤差-3dB兩頻率點帶寬1300Hz22KHz33.4KHz2）程控增益選頻放大器增益測試：測試方法：輸入信號頻率為1.25kHz和2.5kHz，分別將中心頻率設置為輸入 信號頻率，改變增益，用四位半毫伏表測試輸出信號幅度以及輸入信號幅度，計 算實際增益和誤差。測試數據：主要測試數據如表2所示。詳細測試數據見附錄。表2程控增益選頻放大器增益測試表序號信號頻率設置增益輸入信號幅度輸出信號幅度增益誤差11.25kHz60dB2120dB32.5kHz60dB4120dB3）自制衰減信號源頻率測試：測試方法：設置信號源頻率，在示波器上用光標測試零點間的間隔，計算出 信號頻率，并與設定頻率比較，計算誤差。測試數據：主要測試數