1、微波仿真實驗報告信息與通信工程學院微波仿真實驗報告院系： 信息與通信工程學院 班級： 姓名： 學號： 目錄實驗二 分支線匹配器41、實驗目的42、實驗原理43、實驗內容54、實驗步驟55、仿真過程65.1、單支節匹配65.2、雙支節匹配116、 思考題187、實驗分析和結論19實驗三 四分之一波長阻抗變換器211、實驗目的212、實驗原理213、實驗內容234、實驗步驟234.1、單節和多節四分之一波長阻抗變換器（負載為實數）234.2、單節匹配（復數阻抗負載）324.3、切比雪夫阻三節抗變換器365、實驗分析和結論40實驗六 功率分配器411、實驗目的412、實驗原理413、實驗內容424、

2、實驗步驟434.1、K2=1.5434.2、K2=1465、實驗分析和結論50附錄：實驗感想51實驗二 分支線匹配器1、實驗目的1) 掌握支節匹配器的工作原理；2) 掌握微帶線的基本概念和元件模型；3) 掌握微帶分支線匹配器的設計與仿真。2、 實驗原理1. 支節匹配器隨著工作頻率的提高及響應波長的減小，分立元件的寄生參數效應就變得更加明顯，當波長變得明顯小于典型的電路元件長度時，分布參數元件替代分立元件而得到廣泛應用。因此，在頻率高達GHz以上時，在負載和傳輸線之間并聯或串聯分支短截線，代替分立的電抗元件，實現阻抗匹配網絡。常用的匹配電路有：支節匹配器，四分之一波長阻抗變換器，指數線匹配器等。

3、支節匹配器分單支節、雙支節和三支節匹配。這類匹配器是在主傳輸線上并聯適當的電納（或串聯適當的電抗），用附加的反射來抵消主傳輸線上原來的反射波，以達到匹配的目的，此電納（或）電抗元件常用一終端短路或開路段構成如圖1.1所示。 （a）單支節匹配器 （b）雙支節匹配器圖 1.1 支節匹配器原理單支節匹配（圖a）的基本思想是選擇支節到阻抗的距離，使其在距負載處向主線看去的導納是形式。然后，此短截線的電納選擇為，根據該電納值確定分支短截線的長度，這樣就達到匹配條件。 雙支節匹配器（圖b），通過增加一支節，改進了單支節匹配器需要調節支節位置的不足， 只需調節兩個分支線的長度就能達到匹配。雙支節匹配存在匹配

4、禁區。圖中假設主傳輸線和分支線的特性阻抗都是，、分別為兩段分支線的長度，為負載與最近分支線的距離，為兩分支線之間的距離，可以是，也可以是、。本實驗考慮的情況。2. 微帶線 從微波制造的觀點看，這種調諧電路是方便的，因為不需要集總元件，而且并聯調諧短截線特別容易制成微帶線或帶狀線形式。微帶線由于其結構小巧，可用印刷的方法做成平面電路，易于與其它無源和有源微波器件集成等特點，被廣泛應用于實際微波電路中。 我們仿真軟件中有專門計算微帶線特性阻抗的程序，在主窗口頂部的Window下拉菜單的TXLINE里。 3、實驗內容 已知： 輸入阻抗 ，負載阻抗，特性阻抗，介質基片，導體的厚度T遠小于介質基片厚度H

5、。假定負載在時實現匹配，利用圖解法設計微帶線單支節和雙支節匹配網絡，假設雙支節網絡分支線與負載的距離，兩分支線之間的距離為。畫出幾種可能的電路圖并且比較輸入端反射系數幅值從至的變化。4、 實驗步驟1. 建立新項目，確定項目中心頻率為2GHz，步驟同實驗一的13步。 2. 將歸一化輸入阻抗和負載阻抗所在位置分別標在Y-Smith導納圖上，步驟類似實驗一的46步。 3. 設計單支節匹配網絡，在圓圖上確定分支線與負載的距離d以及分支線的長度l所對應的電長度，根據給定的介質基片、特性阻抗和頻率用TXLINE計算微帶線物理長度和寬度。注意在圓圖上標出的電角度360對應二分之一波長，即 。 4. 在設計環

6、境中將微帶線放置在原理圖中。將微帶線的襯底材料放在原理圖中，選擇MSUB并將其拖放在原理圖中，雙擊該元件打開ELEMENT OPTIONS對話框，將介質的相對介電常數、介質厚度H、導體厚度依次輸入。注意微帶分支線處的不均勻性所引起的影響，選擇適當的模型。 5. 負載阻抗選電阻與電感的串聯形式，連接各元件端口。添加PORT，GND，完成原理圖，并且將項目頻率改為掃頻1.82.2GHz. 6. 在PROJ下添加圖，添加測量，進行分析。 7. 設計雙支節匹配網絡，重新建立一個新的原理圖，在圓圖上確定分支線的長度、，重復上面步驟35。5、 仿真過程5.1、單支節匹配 在Output Equation中

7、繪制Smith圓圖，代碼如下： Zin為輸入阻抗，ZL為負載阻抗，Z0為特性阻抗，zl為歸一化的負載阻抗，Tl為反射系數，Yl為反射系數的倒數，a=stepped(0,2*_PI,0.002)定義相角變量a從0到2，步長為0.002rad。R表示模值為Tl、相角為a的等反射系數圓，AA表示純電納圓（單位圓），A表示g=1的匹配圓。繪制的圓圖如圖1.2所示。標記出了歸一化的輸入阻抗zin和負載阻抗zl。繪出了負載等反射系數圓R和匹配圓A。 圖1.2 單支節匹配器仿真結果單支節匹配的具體步驟如下：1) 首先從負載處（標號7.45）沿等反射系數圓移動到與匹配圓交點（標號2887）處，可知移動了94.

8、05+104.7=198.75。因為圓圖上360對應半波長，所以計算采用的角度為198.75/2=99.375，對應的電尺寸可以通過TXLINE計算器得到：L=28.884mm，W=1.4373mm。圖1.3 TXLINE計算單支節距離負載的距離（，下同，不贅述）2) 其次從標號2887點處，得到單支節傳輸線阻抗為，在AA圓上作出該點（標號為488.4），讀出其角度為55.85，再從開路點（實軸最右端）向源方向順時針旋轉到該點，計算出移動的角度為360-55.85=304.15，所以計算采用的角度為304.15/2=152.075，同理可以通過TXLINE計算器可得到支節的電尺寸：L=44.1

9、85mm，W=1.4373mm。圖1.4 TXLINE計算單支節匹配的長度由以上的分析與計算，可繪制電路圖見圖1.5。其中微帶線的模型含義如下：PORT為輸入阻抗，MLIN為標準微帶線，MTEE為T型接頭（用來模擬不均勻性），MLEF為終端開路微帶線，RES為負載阻抗的實部，IND為負載阻抗的虛部（用電感等效），MUSB為微帶線襯底材料。圖1.5 單支節匹配器電路圖調整微帶線的長度的時候，需要先設置調整的范圍為正負10%（將Tune、Limit勾選，并計算后填寫最大值Upper、最小值Lower），d的調節見圖1.6，L的調節見圖1.7：圖1.6 距離負載距離d的動態調整范圍圖1.7 單支節匹

10、配線長度L的動態調整范圍調整L與d的值，使得輸入端口的反射系數幅值在中心頻率2GHz處最低。經調諧后的參數(L=44.28mm，d=28.48mm)見圖1.8的第3、4列，調諧后的電路圖見圖1.9：圖1.8 調諧后的L與d的數值（L-TL4:L，d-TL3:L）圖1.9 經調諧后的單支節匹配器電路圖輸入端的反射系數如圖1.10所示，其中灰色的線為調諧前的輸入端口的反射系數，藍色的線為調諧后的輸入端口的反射系數曲線(L=44.28mm，d=28.48mm)：圖1.10 輸入端反射系數仿真圖分析：1. 輸入端反射系數的幅值隨著頻率的增加出現先減小后增大的趨勢，在接近設計頻率2GHz（即調諧頻率）的

11、時候，反射系數會出現最小值。2. 圖中灰色的線為調諧前，藍色的線為調諧后，可見經調諧后在設計頻率2GHz時，反射系數的幅值會更加小，性能更好。 3. 參數變化：參數變化支節長度L距離負載長度d調諧前（mm）44.18528.884調諧后（mm）44.2828.48 參數的變化范圍都在設定的10%的范圍內，且經過調諧，可以使反射系數在頻率2GHz處更 加小，頻率穩定性也更好（未調諧前，最小點偏離2GHz）。調諧的目的是通過調節L與d使 得反射系數在中心頻率處2GHz最低，性能最好。5.2、雙支節匹配雙支節匹配時在Output Equation中增量添加如下代碼：雙支節匹配的具體步驟如下：雙支節匹

12、配有兩組解，本實驗選取較小的解。其中BB是zl1點所在的等電導圓，CC為輔助圓，DD圓為棕色的等反射系數圓，如圖1.11所示為雙支節匹配Smith圓圖。標號5.004是負載阻抗，沿著傳輸線移動即180以后得到的點zl1（標號為1569），然后沿著BB圓順時針旋轉到CC圓的交點（標號為1608），1608點順時針沿著等反射系數圓DD旋轉于匹配圓A上（標號為829.8）。第一支節的導納值為1569點到1608點導納值相減：1.99035-0.467939=1.52447；第二支節的導納值為829.8點的相反數：2.1817。在純電納等反射系數圓（即圓AA）上作出兩個支節的阻抗值，從開路點（最右端）

13、順時針移動到此兩點，分別讀出移動的角度：113.5、130.8。 圖1.11 雙支節匹配器仿真結果根據以上分析和作圖，由TXLINE計算器可得到電尺寸數值。其中角度為113.5/2=56.75 ，130.8/2=65.4，由此計算得到第一支節L=16.495mm，W=1.4373mm（見圖1.12），第二支節L=19.009mm，W=1.4373mm（見圖1.13）。第一段傳輸線L=26.27mm，第二段傳輸線L=13.08mm。圖1.12 TXLINE計算第一支節匹配長度（）圖1.13 TXLINE計算第二支節匹配長度（）然后計算的電尺寸：其中書上給出，度數應分別為180/2=90，,90/

14、2=45，由TXLINE計算器可得到電尺寸數值，見圖1.14和1.15。圖1.14 TXLINE計算第一段傳輸線的電尺寸（）圖1.15 TXLINE計算第二段傳輸線的電尺寸（）根據上述電尺寸作出電路圖如圖1.16所示，其中微帶線的模型含義如下：PORT為輸入阻抗，MLIN為標準微帶線，MTEE為T型接頭（用來模擬不均勻性），MLEF為終端開路微帶線，RES為負載阻抗的實部，IND為負載阻抗的虛部（用電感等效），MUSB為微帶線襯底材料。圖1.16 雙支節匹配電路圖調整微帶線的長度的時候，需要先設置調整的范圍為正負10%（將Tune、Limit勾選，并計算后填寫最大值Upper、最小值Lower

15、），第一支節L1長度的調節見圖1.17，第一支節L2長度的調節見圖1.18：圖1.17 雙支節匹配線第一支節長度L1的動態調整范圍圖1.18 雙支節匹配線第二支節長度L2的動態調整范圍調整L1與L2的值，使得輸入端口的反射系數幅值在中心頻率2GHz處最低。經調諧后的參數(L1=15.3mm，L2=18.01mm)見圖1.19的第1、2列，調諧后的電路圖見圖1.20：圖1.19 調諧后的L1與L2的數值（L1-TL6:L，L2-TL7:L）圖1.20 調諧參數后雙支節匹配器電路圖輸入端的反射系數如圖1.21所示，其中灰色的線為調諧前的輸入端口的反射系數，藍色的線為調諧后的輸入端口的反射系數曲線(

16、L1=15.3mm，L2=18.01mm)：圖1.21 輸入端反射系數仿真圖分析：1) 輸入端反射系數的幅值隨著頻率的增加出現先減小后增大的趨勢。調諧前，頻率偏移2GHz，且幅值較大；調諧后，在接近設計頻率2GHz（即調諧頻率）的時候，反射系數會出現最小值。2) 圖中灰色的線為調諧前，藍色的線為調諧后，可見經調諧后在設計頻率2GHz時，反射系數的幅值會更加小，性能更好。 3) 參數變化：參數變化第一支節長度L1第二支節長度L2調諧前（mm）16.49519.009調諧后（mm）15.318.01 參數的變化范圍都在設定的10%的范圍內，L1、L2均減小一些。且經過調諧，可以使反射系數在頻率2G

17、Hz處更加小，頻率穩定性也更好（未調諧前，最小點偏離2GHz）。通過調整L1、L2使得輸入端口的反射系數在中心頻率2GHz處達到最低，達到最好的性能。6、 思考題 不考慮微帶線的不均勻性模型：T型接頭，雙支節匹配的電路圖見圖1.22，圖1.22 不考慮T型接頭后的電路原理圖 仿真原理圖如圖1.23所示，其中粉色為未經調諧的反射系數，藍色為調諧后的反射系數，棕色為未經調諧且去除T型接頭的反射系數：圖1.23 不考慮T型接頭后的仿真圖 分析：1. 可以看出，如果未加T型接頭（即不考慮不均勻性），反射系數幅值比較大，且偏離頻率中心；2. 微帶線中由于終端開路、微帶線尺寸跳變、彎折等存在不均勻性，需要

18、將其不均勻性等效成電路中的參數進行仿真，否則會引起較大誤差。所以在該軟件中，為了表征這種不均勻性，提出了T型接頭MTEE、終端開路微帶線MSTEP、和折彎MBENDA。微帶電路是分布參數電路，從等效電路來看，它相當于并聯或者串聯一些電抗元件，或者使參考面發生一些變化。7、實驗分析和結論在本次實驗中，主要了解了單、雙支節匹配器的工作原理和仿真過程：利用Smith圓圖上的等反射系數圓、等電導圓達到阻抗匹配，通過TXLINE計算得到電路尺寸，然后繪制出電路圖，經過調諧得到匹配網絡的參數。本次實驗過程中實驗原理我們在理論課上都已經學過，簡單易懂，比較艱難的過程就是利用AWR軟件在Smith圓圖找到對應

19、的點，得到它的角度，并計算電尺寸。前面基礎的過程就是繪制等反射系數圓和導納圓以及Smith圓圖顯示方式的變換，轉換的時候需要選擇屬性，選擇改變里面的兩個參數即可。實驗中用TXLINE計算電尺寸時，和同學討論了一下，這個計算器應該是360對應半波長，所以在得到角度后需要進行除2處理。本以為這個軟件針對于微波實驗設計，會有180對應半波長這個功能，但是實際極端測量了一下，發現不對，才改正了自己的錯誤。由于是第一次使用這個軟件，所以大部分時間都在盡量的熟悉使用軟件，在這個過程中，老師的指導和同學之間的互幫互助、相互討論讓我感到學習氣氛濃郁，心理挺感激有這么個機會好好討論一下學習的內容，而不是那種在網

20、上直接找代碼的過程。通過這次實驗，不僅會使下面的實驗進展會更順利一些，而且使我對以后的實驗的態度有了影響。實驗三 四分之一波長阻抗變換器1、實驗目的1) 掌握單節和多節四分之一波長變阻器的工作原理；2) 了解單節和多節變阻器工作帶寬和反射系數的關系；3) 掌握單節和多節四分之一波長變阻器的設計與仿真。2、實驗原理1) 單節四分之一波長阻抗變換器四分之一波長變阻器是一種阻抗變換元件，它可以用于負載阻抗或信號源內阻與傳輸線的匹配，以保證最大功率的傳輸；此外，在微帶電路中，將兩段不同特性阻抗的微帶線連接在一起時為了避免線間反射，也應在兩者之間加四分之一波長變阻器。實現負載阻抗與傳輸線匹配，其實質是與

21、用“補償原理”，即由可調的匹配器產生一個合適的附加反射波，它與負載阻抗所產生的反射波在指定的參考面上等幅而反相。從而相互抵消，相當于傳輸線在此參考面上與一個等效匹配負載相連。 （1）負載阻抗為純電阻Rl圖2.1 純阻抗負載的四分之一波長阻抗變阻器 這樣就實現了匹配。根據微波傳輸線理論得 ，因為，所以 （2）負載阻抗為復數Zl我們知道實現匹配之前線上會存在駐波，自電壓駐波波腹波節位置的輸入阻抗為純電阻，它們分別是，其中為駐波比。這時可以把電壓駐波波節處2的輸入電阻作為等效負載阻抗，即而將變換器接在電壓駐波波節位置（離負載為Lm處）。也可把電壓駐波波腹的輸入阻抗作為等效負載阻抗，求得而將變換器接在

22、電壓駐波波腹位置（離負載為Ln處）。圖2.2 復數負載阻抗的阻抗變換器2) 多節四分之一波長阻抗變換器單節四分之一波長阻抗變換器是一種簡單而有用的電路，其缺點是頻帶太窄。為了獲得較寬的頻帶，可以采用雙節或多節阻抗變換器，多節四分之一波長變換器如下圖：圖2.3 多節阻抗變換器（1） 二項式多節阻抗變換器根據二項式通帶特性的表達式為式中A為常數，令則總反射系數為最終可以得到二項式多節阻抗變換器的近似設計公式：（2） 切比雪夫多節阻抗變換器 切比雪夫阻抗變換器的設計方法是：使它的反射系數的摸隨按切比雪夫多 項式變化，其設計公式的推導過程與上述二項式類似。 為了便于應用，可以查本書附錄6獲得變換器的阻

23、抗值。3、實驗內容1) 已知：負載阻抗為純電阻=150，中心頻率為，主傳輸線的特性阻抗為Z0=50，介質基片，厚度H=1mm，最大反射系數模不應超過0.1，設計1,2,3節二項式變阻器，在給定的反射系數條件下比較他們的工作帶寬，要求用微帶線形式實現。2) 已知負載阻抗為復數：Zl=85-j45，中心頻率，主傳輸線特性阻抗Z0=50，在電壓駐波波腹或波節點處利用單節四分之一波長阻抗變換器，設計微帶線變阻器。微帶線介質參數同上。4、實驗步驟4.1、單節和多節四分之一波長阻抗變換器（負載為實數）1) 計算單節和多節傳輸線的特性阻抗和相對帶寬計算所得的阻抗數據在上面已經列出（根據書上公式1.4.1，公

24、式1.4.19，公式1.4.21），后面不再贅述。2) 單節阻抗變換器A. 1節匹配長度：由上述計算可知，計算可得L=13.83mm，寬度為W=0.62807mm圖2.4 TXLINE計算單節變阻器參數B. 電路圖：其中微帶線的模型含義如下：PORT為輸入阻抗，MLIN為標準微帶線，MTEE為T型接頭（用來模擬不均勻性），MUSB為微帶線襯底材料，MSTEP為寬度階梯變換器（防止微帶線尺寸的跳變）。（下面的模型所用元件相同，不再贅述）。圖2.5 單節變阻器電路圖分析：圖中左面第四個元件（藍色）所代表的特性阻抗為Z1=86.6歐。C. 頻率響應（灰色線為調諧前，利用Freeze功能，藍色線為調諧

25、后，調諧前的參數L=13.83mm，調諧后的參數L=13.67mm，設置的調諧范圍為10%，然后進行調諧使得3GHz達到最低點，鑒于之后的實驗過程類似，過程不再贅述）。圖2.6 單節變阻器仿真圖圖2.7 本實驗所有參數調諧后的結果（后面不再贅述）分析：1. 在頻率3GHz處，反射系數很小，接近0；2. 工程上最大可容忍的反射系數的幅值為0.1，從圖中可以看出，這時的頻率范圍為2.664GHz3.332GHz，相對帶寬為，而根據書上式（1.4.9）算出的理論的相對帶寬值為0.2564。可見二者相差很小，說明仿真結果在誤差范圍內，可以接受。3) 二節阻抗變換器A. Z1、Z2的微帶線長度13.54

26、7mm，14.119mm，寬度為1.1525mm，0.27087mm。圖2.8 二節變阻器Z1的參數圖2.9 二節變阻器Z2的參數B. 電路圖：（調諧后）圖2.10 二節變阻器電路圖分析：左面第4個和第6個元件（藍色）所代表的的特性阻抗分別為Z1=65.8歐姆和Z2=116歐姆；阻抗跳變點處的反射系數為：。C. 頻率響應（藍色為調諧前，粉色為調諧后，調諧前的參數L1=13.55mm、L2=14.12mm，調諧后的參數L1=13.58mm、L2=14.03mm）圖2.11 二節變阻器仿真圖分析：1. 在頻率3GHz處，反射系數很小，接近0，下面的曲線變得圓滑；2. 工程上最大可容忍的反射系數的幅

27、值為0.1，從圖中可以看出，這時的頻率范圍為2.169GHz3.789GHz，相對帶寬為，而根據書上式（1.4.21）算出的理論的相對帶寬值為0.5393。可見二者相差很小，說明仿真結果在誤差范圍內，可以接受。4) 三節阻抗變換器A. Z1、Z2、Z3的微帶線長度13.4mm，13.83mm，14.216mm，寬度為1.4946mm，0.62807mm，0.17796mm 圖2.12 三節變阻器Z1的參數圖2.13 三節變阻器Z2的參數圖2.14 三節變阻器Z3的參數B. 電路圖（調諧后）圖2.15 三節變阻器電路圖分析：左面第4個、第6個和第8個元件（藍色）所代表的的特性阻抗分別為Z1=57

28、.36歐姆、Z2=86.6歐姆和Z3=130.8歐姆；阻抗跳變點處的反射系數為：，。C. 頻率響應（藍色為調諧前，粉色為調諧后，調諧前的參數L1=13.4mm、L2=13.83mm、L3=14.22mm，調諧后的參數L1=13.49mm、L2=13.82mm、L3=14.08mm）圖2.16 三節變阻器仿真圖分析：1. 在頻率3GHz處，反射系數很小，接近0，下面的曲線變得更加圓滑；2. 工程上最大可容忍的反射系數的幅值為0.1，從圖中可以看出，這時的頻率范圍為1.862GHz4.084GHz，相對帶寬為，而根據書上式（1.4.21）算出的理論的相對帶寬值為0.7953。可見二者相差很小，說明

29、仿真結果在誤差范圍內，可以接受。5) 一二三節反射系數圖（匯總）圖2.17 一、二、三節變阻器電路圖 分析：1. 隨著支節數的增加，曲線下部更加平坦，相對帶寬增加：N=1,2,3，=0.223, 0.537, 0.741。所以工程上為了獲得更寬的帶寬，一般采用多節阻抗變換器，同時為了均衡造價、電路復雜度等因素，一般采用二節或三節阻抗變換器；2. 對于二節阻抗變化器跳變點的反射系數為0.276，三節阻抗變化器跳變點的反射系數為0.203，所以，也可以通過反射系數看出：支節數增加，反射系數減小，性能更好。4.2、單節匹配（復數阻抗負載）1) 算各項參數： 歸一化負載阻抗為，反射系數為，駐波比 ，代

30、碼如下：2) 史密斯圓圖圖2.18 負數負載Smith圓圖其中標號3730點為電壓波節點，標號590點為電壓波腹點。本次實驗選擇利用波節點進行計算，從負載點（標號1）到波節點（編號3730）轉過的角度為146.31，TXLINE中角度為73.155，據此計算微帶線的長度10.773mm，寬度為1.8986mm（見圖2.19）。如果是電壓波腹點，從負載點（標號1）到波腹點（編號590）轉過的角度為326.31，TXLINE中角度為163.155，據此計算微帶線的長度24.027mm，寬度為1.8986mm（見圖2.20）。圖2.19 TXLINE計算負載到波節點的微帶線參數 圖2.20 TXLI

31、NE計算負載到波腹點的微帶線參數3) 本實驗選擇接在電壓波節點，變化器的特征阻抗為，計算Z4微帶線的長度為12.831mm，寬度為3.6308mm （見圖2.21）。圖2.21 TXLINE計算Z4微帶線的參數4) 電路圖（調諧后）圖2.22 負數負載電路圖5) 頻率響應（藍色為調諧前，粉色為調諧后，調諧前的參數L1=12.83mm、L2=10.77mm，調諧后的參數L1=12.83mm、L2=10.67mm）圖2.23 負數負載仿真圖分析：1. 在頻率3GHz處，反射系數很小，接近0；2. 與負載阻抗為實數相比，主要區別在于，負數負載是由電感等效的，頻率的改變，會對負載的虛部有影響，故圖像沒

32、有實數的圖像對稱。頻率逐漸變得很高時時，曲線開始不規則彎曲。3. 負數負載的相對帶寬為： 純阻抗負載的相對帶寬為： 本次實驗中，由于參數不同，使得純阻抗負載的相對帶寬大一些。4.3、切比雪夫阻三節抗變換器1) 三節切比雪夫阻抗變化器最大反射系數模值不應超過0.1，那么最大的駐波比：，而且根據阻抗比，查閱附錄6，駐波比為1.183的傳輸 系數，（粉色）為端口1-2的傳輸系數，P為功分比）圖6.5 調諧后a（TL17、TL18）、y（TL4、TL5）的數值圖6.6 傳輸系數、隔離度仿真結果圖圖6.7 隔離度、功分比仿真結果圖分析：1. 圖6.6中為傳輸系數和隔離度的大小隨頻率變化的仿真圖，圖6.7

33、為隔離度和功分比p的大小隨頻率變化的仿真圖。從圖6.7中可以看出，功分比在2GHz時的比值為1.498（1.4951.505），隔離度=51.88dB大于25dB，滿足設計的要求；2. 對于圖6.6、6.7，調諧過程中，通過調節y（TL4、TL5）和a（TL17、TL18），發現對曲線的幅度變化影響不同。y對傳輸系數和隔離度影響都特別的大，即使是微小的變化也會使三條曲線的幅值和最值發生較大變化，y主要是使圖形左右大范圍移動，可以進行粗調使得頻率穩定在2GHz；a的影響比較小，使得幅值變化不明顯，可以進行幅度上下微調。綜上，可以知道y參數對性能指標影響較大，與隔離電阻相連的參數a對性能指標影響較

34、小。4.2、K2=11) 重復上述的步驟，得到阻抗值，并設計微帶線的長度與寬度：(mm)(mm)19.971.8820.520.98620.520.986319.971.8819.971.8821.0070.4252) 原理圖圖6.8 電路原理圖3) 添加矩形圖，仿真結果（調諧后）圖6.9 調諧后a（TL17、TL18）、y（TL4、TL5）的數值圖6.10 傳輸系數、隔離度仿真結果圖圖6.11 隔離度、功分比仿真結果圖分析：1) 圖6.10為傳輸系數和隔離度的大小隨頻率變化的仿真圖。由于功率平等分配，兩個輸出端口的傳輸系數相等，從圖6.10中可以看出，兩條曲線重合，端口的隔離度為46.42dB25dB；設計符合標準；從圖6.11中可以看出，功分比在2GHz時的比值為1.061；2) 通過對比功分比： 電路結構相同； 元件參數有變化：上下兩路的元件參數y相同，與隔離電阻相連的微帶線長度a不同，分別為0.13和2.75mm； 性能指標：隔離度p分別為51.48dB和46.42dB，功分比的隔離度最值要更大一些；傳輸系數分別為2.309、4.064dB和3.047、3.047dB，由于二者的輸入功率相同，所以不管怎么分配，兩個傳輸系數的值加應近似相等，實驗結