1、.指導教師評定成績(五級制)：指導教師簽字：基于電感耦合諧振電路的無源無線生物電測量儀關鍵詞：感應、諧振、生物電、變容二極管摘要： 介紹了采用無源LC諧振傳感器測量生物電的方法。該傳感器由一個LC諧振回路組成，其中電容部分的組成是變容二極管與生物電電極相連后在變容二極管出結束。這樣變容二極管的電容變化可以通過感應鏈路作為改性反射阻抗來測量。傳感器本身都消耗幾乎沒有能量，當然在電阻和傳感器組件中會有一些損耗。該傳感器是制造成本低并且因為它是一個完全無源器件，它非常適合于植入的應用程序。 本文還介紹了兩種不同的測量反射阻抗的方法，一種是通過斜率檢測器另一種是鎖相檢測器。兩種方法所測量出的人體ECG

2、數據結果在本文中都會討論。這種傳感器被證明適用于測量在傳感器和接收器之間存在一些動作局限的生物電。同時介紹了兩種測量方法的特點和性能，儀器的測量范圍即在傳感器和測量的線圈之間的距離是在空氣中大約5厘米。鎖相測量裝置似乎比斜率檢測器更好，因為它的信噪比仍然在整個測量范圍（距離）幾乎是恒定的。1 介紹 ECG測量在傳統上是在患者皮膚上連接到具有高輸入阻抗的放大器的電極進行。從艾因特霍芬開始我們就一直使用這種方法。其中一個關于信號質量的限制因素是對于長時間的測量放大器輸入阻抗有限。生物電在振幅上原本就很微弱所以對干擾非常敏感。有限輸入阻抗在實際應用遇到的一個障礙是生物信號是通過一個電容接在一個表面阻

3、抗很高的電擊傷測量的。當然也有人建議補償阻抗。例如Kim等人所提出的1。 現今，在硅芯片和FET輸入的集成電路（IC）放大器時代，輸入阻抗不再是一個問題，但有一點必須要注意，那就是信號是否在它達到高阻抗前置放大器之前被預處理，因為信號調節電子元件通常降低輸入阻抗。其測量系統同時也依賴一些復雜電子設備和外部電源。這些都增加了設備的費用和尺寸。由于較大的尺寸和動力源，例如電池，該裝置不適合被注入。而另一種測量生物信號的方法就是本文將要提到的。這種相比于現有設備高度簡化的生物電測量儀器沒有必要在測量單元增加外部電源。我們所說的測量方法是基于一種在基站或讀取器設備電感耦合的LC諧振器。測量時通過利用鏈

4、路屬性實現并且測量裝置整體上消耗的能量非常小。 類似的無源諧振電路已經被Takahata 2納杰菲和Ludomirsky3等人用于測量心臟內血壓。實際應用中感應部分是一個電容壓力傳感器。Coosemans等人也用相同的原理來測量眼內壓 4。Filshie等人5也基于可變電容二極管，也稱為變容二極管通過頻率在所述諧振電路的偏移成分用無線（無線電）系統測量了禽類的心電圖。盡管這個系統仍需電池供電。在Karilainen et al. 6 和 Finnberg et al. 7等人的論文中具有鋸齒形延遲線的變電抗器已經被作為傳感元件用于ECG測量。其方法是利用變容二極管作為電位測量部分，通過使用SA

5、W的傳感器作為延遲線來分離來自不同傳感器的信號將測量結果無線傳輸到外部讀取設備。將六根引線接入同一個讀取裝置，因為不同的傳感器會被SAW延遲線引入的延遲混合。 霍尼閣首次在1965年用這種測量生物電的方法申請并獲得了專利8。然而至今沒有圍繞這個問題的行動。在2007年的IEEE會議上，由塔提出了相同的測量理論9。他敘述的傳感器是用來神經檢測但發布時是用心電信號舉例的。在本文中我們將更加徹底的討論比較這種傳感器。在一些應用中工作功率通過感應鏈路向測量部分傳送。這使得測量裝置可以變得很輕，并且容易附著植入。作者還發表了電感式電源和數據傳輸與生物電結合的相關論文 10,11。通過被動諧振傳感器，測量

6、所需要的功率比起傳統有源放大器用于調節ECG心電圖信號所需的功率大大減少。在測量模式下較低的功率需求使得工作距離變長，并且該裝置對耦合系數并不敏感，這意味著較低的耦合系數就足夠是裝置正常運行。2 方法2.1測量裝置 這種成型的測量裝置由兩個相互聯接成為連接口建立起感應鏈路的單元組成的線圈。傳感器不需要電池，工作起來也幾乎不需要能量。這是和其他測量設備的主要區別，例如12,13。傳感單元僅僅因為導線和元件的歐姆電阻而消耗極少的能量。傳感器基本上是一個LC儲能電路，由一個作為感應鏈路的線圈，一個電阻器（或電阻的導線）和一個電容器（傳感器）組成。簡化的讀取裝置和感應單元示意圖如圖1。通過一個感應鏈路

7、連接到讀取器的電路的諧振傳感器可以減少為單一的電路元件X2，分別在讀取電路和感應電路采用基爾霍夫第二定理： （1）圖1讀取器和傳感器示意圖方程（1）中的變量M表示變壓器初級線圈和次級線圈的互感，表示讀卡器與感應磁場的角頻率，Z2（）表示次級（檢測）電路的阻抗。次級電路的負載阻抗公式如下： （2）其中R2是導線的電阻，L2、C2分別是次級電路的電感電容。R 1表示主電路的導線的電阻，C1是初級電路的電容量的總和。從式（1）可以看出，當次級電路的阻抗發生變化，反射阻抗X2將改變。這個變化也可以在主電路測量。傳感器的工作原理就是基于X2的變化的測量。2.1.1傳感單元 傳感單元用來記錄一個生物電信號

8、并將結果通過感應鏈路傳送給讀取器。（生物）電壓通過一個與他們相連的變容電極被傳感。測量結果與載波信號調制后被送到讀取裝置。電壓可以通過一個變容二極管或者兩個類似的并聯電容發送用來放大電容的變化。單電容測量和雙電容測量的示意圖分別為圖2a和2b。實驗中使用的變容二極管是飛利浦半導體生產的BBY40。選擇它的原因是實際應用是它的數據接近零伏并且能夠進行仿真。 對于一個簡單的并聯（R）LC諧振電路它的諧振頻率是 （3）從式（3）可以看出諧振角頻率與電路電容的平方根成反比。圖2 與變容二極管相連的傳感單元原理圖 利用兩個變容二極管并聯可以略微加強傳感器中總電容的變化。圖2所示的元件中變容二極管變化1p

9、F，圖2a單電容電路中總電容相對變化1.9%，圖2b并聯電容電路變化2.1%。并聯電容電路同時也有一個缺點，附加的回路在輸出端會與外部噪聲源發生耦合。然而在對原型進行測量時，信號強度的增益使得外加噪聲過載這樣測量系統的總信噪比上升。 傳感器由一個高頻振蕩單元和一個低頻振蕩單元組成，高頻振蕩提供能量和數據傳輸（載波信號的調制），含有變容管的低頻振蕩部分用來測量緩慢變換的生物電信號。傳感器中的100k電阻是為了防止高頻信號漏到低頻回路中最終進入人體。電阻還通過降低高頻信號耗散提高了諧振回路的Q值。100k電阻不僅用來作為高頻濾波。他們還可以防止生物組織的低電阻短路變容二極管，這樣提高了諧振回路Q值

10、。另外，電阻和工作在零電壓點附近的可變電容一起為生物電信號VBIO建立了一個高阻抗，這樣信號源信號不會被測量系統加載。 當測量人的心電信號時，從皮膚表面測得的信號強度不超過4mV14 ，用絕大多數的布線結構將電極植入皮膚下5mm也不會使信號強度增加到10%以上 15。電極的半電池電位可增加一些額外的直流電壓到測量信號但是在信號路徑上添加電容可以在其到達變容器之前很容易的過濾掉它。如果不添加信號路徑上的串聯電容，電極上的半電池電勢會偏置變容二極管使其進入導電模式。 傳感單元只包含幾個電氣元件，因此尺寸非常小成本也極其低。當然我們需要一個線圈來建立讀取裝置和傳感單元之間的感應鏈路。線圈尺寸收到物理

11、條件約束：裝置的工作頻率與線圈直徑成反比，因此增加鏈路的工作頻率需要減小線圈的直徑。這個裝置最初就是為了能夠移植到皮下而設計的，因此設備的工作頻率應該適應植入用的醫療設備。 植入進一步約束了工作頻率。身體組織會明顯使到達1GHZ的信號衰退，但是由于在讀取裝置和傳感裝置之間起作用的主要是傳導而不是輻射，所以人體組織引起的衰退并不是一個問題，因為人體組織的磁導率是相互統一的16。在可植入醫療應用中使用的工作頻帶可以從ERC / REC70-03，17中查找到。據此我們選擇30-37.5MHz頻帶。這個頻帶在原型機中被使用，因為它有最高的輻射容差。原型機的工作頻率設定在頻帶的中間約為34MHz以保證

12、ECG足夠的頻率變化范圍。Towe在他的論文中使用300MHz成功獲得了測試結果9。由于植入線圈的尺寸應該盡量小所以工作頻率的選擇應該盡量高。圖3.斜率檢測器的檢測原理。實線和虛線表示不同電容值的兩周不同結果2.1.2. 讀取單元 兩種不同類型的讀取單元都進了測試比較。第一種方案是采取相對簡單的斜率檢測器來測量信號，第二種是采用復雜一些的鎖相檢測器來測量。這兩種方案的測量理念都是讀出傳感單元中包含未知阻抗Z2的反射阻抗。斜率檢測器：當感測單元與讀取裝置相鄰，我們可以測到反射阻抗即傳感所得阻抗。操作頻率在反射阻抗曲線向下斜面部分確定，參見圖3。當心電信號使變容二極管的電容改變，導致檢測頻率的阻抗

13、的值發生改變。當一個正電壓作用在變容管（正向偏置變容二極管）其電容增加，反之亦然。 從式（3）可以看出，電容增加意味著頻率降低。因此，從圖3中可以看出在相同工作頻率的阻抗是被降低了的。電壓反向偏置的情況下減小電容會起到相反的作用，即所測阻抗增大。斜率檢測器操作中電阻需要與讀取裝置的線圈串聯來在信號測量處分壓，參見圖4。生物信號調制諧振電路的阻抗，阻抗反過來調制載波信號。通過包絡檢測器解調這個信號，我們可以檢測到傳感單元中心電信號的變化。阻抗曲線的上升部分也可以用這種方法來檢測。很明顯我們要用與傳感器的值的改變方式相反的方法讀出信號。 當阻抗是純電阻式傳感器不受諧振驅動，那么交流電源和測量電路之

14、間的阻抗匹配會成為問題。由于工作頻率比諧振頻率要略高（或低）一點，這使得阻抗呈容性。通過調節線圈的間隔和方向可以將阻抗的虛部調節到幾乎為0。只有在特定的頻率和特定的距離上才可能精確的匹配阻抗。 圖4.斜率檢測器的示意框圖 鎖相檢測器：他的讀取功能是基于來自傳感單元反向散射信號的相位鎖定。當反射阻抗或信號在零度是這種讀取裝飾會被鎖住。反射阻抗零相位的頻譜就是它的諧振頻率。根據6，比起振幅檢測，相位檢測的信噪比更好一些。讀取裝置的示意圖見圖5。 圖5.鎖相讀取器的示意框圖 圖中所示的壓控振蕩器饋送一個震蕩信號到移相器，移相器在信號進入混頻器前將其移位90度。混頻器的另一端輸入連接到傳感器的反射阻抗

15、，它是由傳感器中的LC諧振器所確定的諧振頻率得到。這兩個信號在混頻器中混頻輸入一個帶有直流成分的正弦信號。如果兩個輸入信號相位相同，輸出將為0Vdc，但如果存在相位差，輸出將存在一個直流非零電壓。相位差是由于感應震動的頻率與諧振頻率不同造成的。直流電壓用來控制壓控振蕩器，他與反饋回路一起維持積分運放輸入為0V，這意味著壓強振蕩器的頻率需要保持在諧振頻率。次級電路即傳感部分的共振頻率可以從壓控振蕩器的控制電壓來判斷，于是傳感系統的輸出就是壓控振蕩器的控制電壓。2.1.3.線圈設計 我們所提出的信號測量方法是基于主電路和次級電路的感應耦合。很明顯，耦合鏈路的強度或者質量在整個測量系統中是一個重要的

16、參數。 在使用34MHz作為工作頻率時，連接口的尺寸不會特別小但仍可接受。將線圈接口設定為平面的這樣原型機的結構會簡單并且精確緊湊一些。平面結構借口可以構建在PCB板上，導線纏繞成螺旋形可以節省空間。 在PCB上使用螺旋線圈有很多好處。伴隨著交流導線出現的肌膚效應是受體積大小影響的，從而說明表面積較大的導線布局在高頻上的效果要由于體積大的。這就是為什么矩形線圈的PCB接口要比纏繞成圓形的線圈效果更好18。當螺旋線圈同軸放置在傳感器和讀取器中間是他們之間的耦合是最好的。用半徑相同的螺線管會使耦合系數更好一點當然只有當同軸放置時。螺旋線圈更加耐錯位19。兩個線圈之間耦合的良好程度的耦合系數為k。耦

17、合系數表示線圈的百分比耦合效率，表示為 （4）M是兩個線圈的互感，L1、L2是線圈的自感20。式（4）表明，線圈間的互感越大耦合系數就越大。增加線圈的直徑對系統的互感產生積極影響。但另一方面線圈直徑的增加也增加了他們的自感而這又如前面所說減少了耦合系數。然而，相對于自感，互感占主導地位，所以想要得到最大的k需要通過增加線圈直徑來實現。 在耦合系數方面，根據傳感單元線圈的大小和距離可以求出讀取設備線圈的最佳尺寸，公式如下（5） 21其中Dr和Ds分別是讀取裝置和傳感裝置線圈的直徑，d是他們之間相互的同軸距離。式（5）表明當要設計得到兩個線圈的最佳耦合時，實際器件的規格和環境應該是準確已知的。由于

18、測量的活動特性，線圈之間的距離式不可控的，因此只存在局部最優的耦合。然而，從式（5）中我們得到為了得到局部最佳耦合讀取裝置的線圈應該大于傳感裝置。 確定一定最佳線圈的建模過程是非常冗長復雜的，需要再寫一篇論文才能完成，因此本文中我們不予討論。22討論了Si襯底上的螺旋線圈的建模，我們可以從中找到建模過程中需要的絕大多數方程。在目前的情況下，建模得到的結果表明，線圈的匝數應該不超過5，因為匝數越高寄生電容和電感會越高。根據對不同的讀取器傳感器線圈對進行測試的到最佳的耦合方案是讀取器線圈匝數為4平均直徑為25.5，傳感器線圈匝數也是4但直徑為13.5毫米，明顯小于讀取器。兩個線圈的距離式0.9毫米

19、。傳感器和讀取器通過線圈的耦合實現了連接，線圈之間即使有小的分離其電容也很小，因為線圈的集合面積很小confrontal。讀取器線圈的自諧振頻率的測量結果為64MHz，這對于運行在34MHz的測量設備已經足夠高所以不會干擾到測量。根據提到的線圈直徑和方程（5）我們得到最佳的測量距離是21.6mm。3 結果3.1 原型機心電信號測量結果 人體上的心電圖的測量是為了驗證測量方法和檢測設備的性能。在實驗中使用的電極為Ambu A/S生產的標準濕凝膠心電圖電極。兩個電極放置在胸部上部，導線固定使其平行于心臟的電軸線。如此放置電極可以最大化的強化信號強度。其中一個電極被放置只是鎖骨下方的胸部右側，而另一

20、個被放置在第7肋骨的骨間隙胸廓的左側。這兩個電極用未屏蔽的導線連接到傳感單元。同時用另一個中電池供電的心電圖測量儀作對比。對比裝置的電極與諧振裝置的電極連載一邊。由于電極的物理尺寸，兩個設備之間仍然存在微小的位置偏差。因此測量結果存在并不容易注意到的偏差。3.1.1用斜率檢測測得的心電信號 圖6為同時用我們設計的設備和傳統設備測量同一個信號得到的結果。諧振測量器的信號檢測裝置為斜率檢測器。傳感器和讀取器的線圈間隔是23mm。圖6中有原測量信號的結果圖也有將原信號通過第六度數字巴特沃思低通濾波器濾波后的圖，濾波是為了衰減與測量儀器在電極和數據卡上產生耦合的50赫茲電源線的干擾。從結果來看50赫茲

21、的干擾明顯的衰減了初始信號。 調整線圈使最優測量距離大約在25毫米。通過同時控制振幅和用于產生載波信號的頻率發生器的頻率可以進行最優距離的調整。當線圈之間的距離比規定小，線圈之間的寄生電容變得足夠高到足夠添加一個顯著地寄生電容到感應耦合中。根據圖3我們知道寄生電容降低了反射阻抗的諧振頻率，所以我們的檢測點應該位于共振曲線的下半部分。這導致了在幅度譜降低也就導致信號變弱。相反如果線圈分離超過規定，耦合系數會因為互感的減小而減小。因此這也會通過減小反射阻抗而減小測量信號。圖6.同一個信號用斜率檢測器和諧振傳感器測得心電圖，線圈的同軸間隔是23毫米，電源線的50Hz干擾已經通過低通濾波器濾波掉，標準

22、化的信號可以更好地觀察兩者兼得差異 讀取裝置和傳感裝置同軸分離不同距離的測量結果如圖7所示。可以看出，測量信號的電平有很大的差異。表1總結了不同的測量的信號 - 噪聲比（信噪比SNR）。正如預期的，距離最遠的50mm測量得到了最小的SNR。然而令人驚訝的是線圈的阻抗匹配參數是如此脆弱：在23mm出的測量和在15mm和50mm處的變化幾乎相等。在線圈上的最優化匹配范圍的SNR是最高的（23-40毫米）。ECG信號的顯著特征可以在距離23-40mm進行測量讀取，心率可以在15到50mm處測量。如果分離距離超過50mm就不會得到結果。圖7.諧振傳感器與斜率檢測器測量的心電圖，傳感器和讀取器的間隔不同

23、 線圈的同軸對準是通過兩個偏差測試得到的：偏差10和35毫米線圈間的對稱軸。這些同軸測量距離被設定在具有最高信噪比的距離即23毫米處。圖8為測量結果。可以清楚地看出，同軸偏差10mm的ECG信號仍然可讀，但35mm偏差的信號發生劣化導致例如p波不清晰。盡管心率可以從信號計算的到。這些測量的信噪比列于表1中。圖8.10mm和35mm同軸偏差的心電圖測量結果表1 斜率測量器和相位測量器信噪比測量 斜率測量器 相位檢測器 距離mm SNRdB 距離mm SNRdB 同軸分離 15 36 5 59 23 65 21 59 40 56 40 62 50 33 55 56 偏差mm SNRdB 偏差mm

24、SNRdB 同軸偏差 10 61 10 58 35 38 25 573.1.2 相位檢測器的心電信號測量結果 用相位檢測器可以做到與LC諧振檢測器相似的測量。測量設置在3.2中敘述。在3.2.1中，線圈在第一次測量中被同軸定向并且從5m分離到55mm。在間距21mm處還有10mm和25mm的偏離。相位檢測器的諧振測量儀的測量結果顯示在圖9。對測量距離的測試結果顯示在圖10。圖9諧振傳感器和相位檢測器測得的心電圖并用參考裝置測量相同的信號。線圈同軸分離距離是21毫米。50Hz電源線干擾用低通濾波器過濾。 在圖9中，測量結果分別以原信號形式和通過第6度巴特沃斯濾波器的結果顯示，濾波可以更好地顯示裝

25、置的特性。從圖10中可以看出信號的振幅幾乎不變，測量距離從5毫米到55毫米的變化只引起了直流電勢的改變。從表1對信噪比的測量結果可以更清楚的看到這一點。直流電勢的變化是因為裝置的結構導致的：心電信號被讀取裝置以直流電壓的形式讀出，其幅度正比于混頻信號的相位差。參見圖5。由于傳感器和讀取器之間的距離變化，同樣也是檢測器相位的變化導致了諧振頻率的變化。 斜率檢測器在規定距離內的信噪比變化只有7dB，相比于LC諧振器最大有32dB的變化。因此可以說斜率檢測器測量的反射阻抗結果更加穩定，所以更鼓勵使用。這種裝置可以準確讀取任意測量距離的反射阻抗直到距離超過55毫米是鏈路失效。LC諧振器似乎對于同軸方向

26、偏離要求更加寬松。相位檢測器允許的最大偏離是25毫米而斜率檢測器是35毫米。線圈同軸偏離后的測量結果在圖11信噪比結果在表1。同軸偏離的測量方案同樣適用于信噪比：無論信號電平的絕對值是多少，信噪比都保持一個常數不變，同時也遠高于LC諧振器。圖10.諧振傳感器和相位檢測器測量的心電圖，傳感器與讀取器之間的距離發生改變圖11.10毫米和25毫米橫向偏差后用諧振傳感器和相位檢測器測得的心電圖4 結論 我們提出了一個新型無線便攜式設備可以用來測量生物電信號。測量原理依賴于讀取設備和傳感設備之間的耦合。通過兩個變容二極管作為電極測量同時讀取裝置獲得傳感裝置中的反射阻抗變化來獲得測量信號。實驗中我們使用了

27、兩種不同的檢測方法：斜率檢測和相位檢測。兩種測量方法的測量結果分別得圖7和圖10中。斜率檢測器的讀取距離可以達到50毫米。然而斜率檢測器的信噪比會隨著測量距離的增加而增加，但相位檢測器在55毫米的測量跨度內信噪比幾乎保持不變。 同時斜率檢測器對于電容干擾的耐性要比相位檢測器好。用手指去靠近線圈就能看到這個情況。手指（r80）的高介電常數改變了線圈之間的寄生電容這樣相位檢測器就沒辦法測量任何信號因為諧振頻率失諧。斜率檢測器的輸出也會受到寄生電容的干擾但是他的可用區間較大所以能夠讀出測量結果。未來的任務是建立數學和電路模型再實驗測試來優化線圈之間的耦合。系統的最佳頻率也是需要考慮的問題。繼續提高頻

28、率是可能的，這樣可能會得到更好的讀數范圍和/或增加讀取過程的可靠性。至少提高頻率可以降低線圈尺寸。5 討論 讀取距離可以聽過增加讀取器和傳感器之間的耦合系數來增大。增加耦合系數可以通過增加線圈之間的互感，例如增加線圈的直徑或者匝數。這樣雖然增加了自感但對于耦合系數來說互感占了主導地位。線圈在較高的頻率耦合更好，但是工作頻率必須低于讀取裝置線圈的諧振頻率因為諧振頻率重合會造成干擾。最佳值應該是建立在找出能夠在不同距離上建立最佳連接的頻率電感組合而得出的。此外，為了能夠設置尺寸范圍，設備的應用環境應該準確已知。當鏈路的工作頻率與讀取裝置的自身諧振頻率一直是，線圈之間的耦合會形成最好的鏈路。然而在線

29、圈距離發生變化時就帶來了一些問題。將線圈放入設置中并且讓他們接近讀取裝置和傳感裝置能夠得到更好的耦合。這些線圈應該調諧在傳感器的諧振頻率。這種方法與Kurs等人的論文觀點相似23。參考文獻1 K.K. Kim, Y.K. Lim, K.S. Park, Common mode noise cancellation for electrically non-contact ECG measurement system on a chair, in: IEEE Engineering in Medicine and Biology 27th Annual Conference, 2005.2 K.

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