1、目 錄第1章 概述1第章設計總體思路32.1 系統總體方案確定32.2 交流斬波調壓的基本原理8第3章 主電路設計與分析93.1主要技術條件及要求93.2 開關器件的選擇93.3 主電路計算及元器件參數選型93.4 主電路結構設計113.5 主電路保護設計12第4章 單元控制電路設計144.1主控制芯片的詳細說明144.1.1 芯片的選擇144.1.2 芯片的詳細介紹144.1.3 芯片的工作原理15 器件內部結構15 欠壓鎖定功能16 系統的故障關閉功能164. 波形的產生及控制方式分析164.2 驅動電路設計174.3 過零檢測及續流觸發電路184.4 控制保護電路設計194.5諧波分析2

2、0第5章 總結與體會22第6章 附錄23參考文獻24第1章 概述交流調壓是指把一種交流電變成另一種同頻率，不同電壓交流電的變換，而在每半個周波內通過對晶閘管開通相位的控制，可以方便地調節輸出電壓，而斬控式交流調壓的輸入是正弦交流電壓，這種斬控式交流調壓電路的優勢是功率因素接近1，電壓、電流波形好，諧波成分頻率高，電路簡單，且可靠性高。而利用PWM技術后，控制靈活，動態響應快。目前能夠實現這一要求的調壓器有下面三種： 1)磁飽和式調壓器 該調壓器通過控制主電路中電感的飽和程度，以改變電抗值以及其上的電壓，實現對輸出電壓的調節。這種調壓器具有一定的動態性能，但輸出電壓的調節范圍小，體積和重量較大。

3、 2)機械式調壓器 機械式調壓器由電動機帶動碳刷實現輸出電壓的調節。這種調壓器輸出波形較好，但體積、重量大，動態性能差。 3)電子式調壓器 這種調壓器采用電力電子器件實現。目前有晶閘管凋壓器和逆變式調壓器兩種。晶閘管調壓器采用的是相控方式，因此其輸出波形差；逆變式調壓器采用的是斬波控制方式，其輸出波形和動態響應較好。在工業生產及日用電氣設備中，有不少交流供電的設備采用控制交流電壓來調節設備的工作狀態，如加熱爐的溫度、電源亮度、小型交流電機的轉速等。這樣就需要設計一種交流調壓電路來控制，其基本原理是把兩個晶閘管反并聯后串聯在交流電路中,通過對晶閘管的控制就可以控制交流電力。在每一個周波內通過對晶

4、閘管開通相位的控制，可以方便地調節輸出電壓的有效值，這種電路稱為交流調壓電路。用在電熱控制、交流電動機速度控制、燈光控制和交流穩壓器等場合。采用晶閘管作為開關元件的典型單相交流調壓電路如圖1所示。常用通斷控制或相位控制方法來調節輸出電壓。不同電壓交流電的變換。按所變換的相數不同交流調壓電路可分為單相交流調壓電路和三相交流調壓電路。前者是后者的基礎。與自耦變壓器調壓方法相比，交流調壓電路控制方便，調節速度快，裝置的重量輕、體積小，有色金屬消耗也少。交流斬波調壓技術作為一種高性能交流調壓技術，符合電力電子技術高頻化、高效化以及低污染發展趨勢，將逐步取代晶閘管相控交流調壓，新器件的發展將加速這一進程

5、。其豐富的控制種類，多樣的電子開關組合，為不同使用要求提供高性價比產品，是一種經濟型交流調壓技術。與單位功率因數、串聯電壓源等高性能交流調壓技術相比，其開關應力及容量要求較大，為進一步提高開關變換效率，如何從系統綜合角度考慮減小開關的應力，降低開關損耗，減少驅動復雜性，提高變換效率將成為一個研究新發現。第章設計總體思路2.1 系統總體方案確定交流調壓的控制方式有三種：1磁飽和式調壓器；2機械式調壓器；3電子式調壓器。整周波控制調壓適用于負載熱時間常數較大的電熱控制系統。電子式調壓器這種調壓器采用電力電子器件實現。目前有晶閘管凋壓器和逆變式調壓器兩種。晶閘管調壓器采用的是相控方式，因此其輸出波形

6、差；逆變式調壓器采用的是斬波控制方式，其輸出波形和動態響應較好。晶閘管導通時間與關斷時間之比，使交流開關在某幾個周波連續導通，某幾個周波連續關斷，如此反復循環地運行，其輸出電壓的波形如圖2所示。改變導通的周波數和控制周期的周波數之比即可改變輸出電壓。為了提高輸出電壓的分辨率，必須增加控制周期的周波數。為了減少對周圍通信設備的干擾，晶閘管在電源電壓過零時開始導通。在負載容量很大時，開關的通斷將引起對電網的沖擊，產生由控制周期決定的分數次諧波，這些分數次諧波引起電網電壓閃變。這是其缺陷。 相位控制調壓 利用控制觸發滯后角的方法,控制輸出電壓。晶閘管承受正向電壓開始到觸發點之間的電角度稱為觸發滯后角

7、。在有效移相范圍內改變觸發滯后角，即能改變輸出電壓。有效移相范圍隨負載功率因數不同而不同，電阻性負載最大,純感性負載最小。圖3是阻性負載時相控方式的交流調壓電路的輸出電壓波形。相控交流調壓電路輸出電壓包含較多的諧波分量，當負載是電動機時，會使電動機產生脈動轉矩和附加諧波損耗。另外它還會引起電源電壓畸變。為減少對電源和負載的諧波影響，可在電源側和負載側分別加濾波網絡。 斬波控制調壓使開關在一個電源周期中多次通斷，將輸入電壓切成幾個小段，用改變小段的寬度或開關通斷的周期來調節輸出電壓。斬控調壓電路輸出電壓的質量較高,對電源的影響也較小。圖4是斬波控制的交流調壓電路的輸出電壓波形。在斬波控制的交流調

8、壓電路中，為了在感性負載下提供續流通路，除了串聯的雙向開關S1外，還須與負載并聯一只雙向開關S2。當開關 S1導通，S2關斷時，輸出電壓等于輸入電壓；開關S1關斷，S2導通時,輸出電壓為零。控制開關導通時間與關斷時間之比即能控制交流調壓器的輸出電壓。開關 S1、S2動作的頻率稱斬波頻率。斬波頻率越高,輸出電壓中的諧波電壓頻率越高,濾波較容易。當斬波頻率不是輸入電源頻率的整數倍時，輸出電壓中會產生分數次諧波。當斬波頻率較低時，分數次諧波較大，對負載產生惡劣的影響。將斬波信號與電源電壓鎖相，可消除分數次諧波。斬波控制的交流調壓電路的功率開關元件必須采用功率晶體管或其他自關斷元件，所以成本較高。斬波

9、控制方式時，晶閘管要帶有強迫關斷電路或采用IGBT、MOSFIT等可自關斷器件，在每個電壓周波中，開關元件多次通斷，使電壓斬波成多個脈沖，改變導通比即可實現調壓。本次課程設計采用斬波控式制單相交流調壓。圖5 晶閘管斬控式調壓電路圖5 斬控式交流調壓電路斬控式交流調壓電路的原理圖如圖5所示，一般采用全控型器件作為開關器件。其基本原理和直流斬波電路有類似之處，只是直流斬波電路的輸入是直流電壓，而斬控式交流調壓電路的輸入是正弦交流電壓。在交流電源u1的正半周，用V1進行斬波控制，用V3給負載電流提供續流通道；在u1的負半周，用V2進行斬波控制，用V4 給負載電流提供續流通道。設載波器件（V1或V2）

10、導通時間為ton，開關周期為T，則導通比a=ton/T。和直流斬波電路一樣，也可以通過改變a來調節輸出電壓。 圖5給出了電阻性負載時負載電壓u0和電源電流i1(也就是負載電流)的波形。可以看出，電源電流的基波分量是和電源電壓同相位的，即位移因數為1。另外，通過傅里葉分析可知，電源電流中不含低次諧波，只含和開關周期 T有關的高次諧波。這些高次諧波用很小的濾波器即可濾除。這時電路的功率因數接近1。 本次課程設計所用的斬控式單相交流調壓電路的結構框圖如圖6所示，首先是交流輸入電壓為220V，經濾波后用全控型開關器件進行斬波，輸出電壓為0160 V，然后在其輸出取樣電流，進行過壓檢測保護。時鐘震蕩器及

11、脈寬PWM調制均由芯片形成控制部分。圖6 電路的結構框圖2.2 交流斬波調壓的基本原理交流斬波調壓的原理波形如圖7所示。由圖可知，它是用一組頻率恒定、占空比可調的脈沖，對正弦波電壓進行調制后，得到邊緣為正弦波、占空比可調的電壓波形。該電壓的調制頻率f0，其基本諧波頻率為土50Hz。改變占空比，即可改變輸出電壓。 利用具有自關斷能力的電力半導體器件就可方便地構成交流斬波調壓電路。 圖7 交流斬波調壓的原理波形圖第3章 主電路設計與分析3.1主要技術條件及要求斬波控制要求以比電源頻率高得多的頻率周期性接通和斷開主電路開關器件，把連續的正弦輸入電壓“斬”成離散的脈沖狀加于負載。由于開關器件以高頻工作

12、，在電路中必須實施強迫換流。為此斬波控制的交流調壓都是采用全控型雙向開關器件。所以設計主電路采用的是MOSFET新型的全控型器件，驅動電路簡單，需要的驅動功率小，開關的速度快，工作的頻率高，符合設計的要求。3.2 開關器件的選擇 由于斬波調壓電路一般采用全控型器件作為開關器件，典型的全控型開關器件有，門極可關斷晶閘管（GTO）、電力晶體管（GTR）、電力場效應晶體管（MOSFET）及絕緣柵雙極晶體管（IGBT）等。由于 MOSFET的開關時間在10100ns之間，其工作頻率可達100KHz以上，是主要電力電子器件中最高的，而且它的驅動電路簡單，需要的驅動功率小，所以這次課程設計決定用 MOSF

13、ET 來做開關器件。3.3 主電路計算及元器件參數選型濾波器電容選擇 Co一般根據放電時間常數計算,負載越大,要求紋波系數越小,電容量也越大.一般不作嚴格計算,多取2000MF以上.因系統負載不大,故取Co=2200MF.耐壓按1.5Vdm=1.5*220=330V.取350V.即選用2200MF, 350V電容器.為濾除高頻信號,取C1=1uf,耐壓350V.選用二極管時，主要應考慮其最大電流、最大反向工作電壓、截止頻率及反向恢復時間等參數。二極管承受最大反向電壓:U=Sqrt(6)*U2=392V 考慮3倍裕量,則U=3*392=1176V,取1200V最大電流按Idn=（1.52）Kfb

14、*Id來計算選擇。快速熔斷器的選擇快速熔斷器用于過電流的保護，它的斷流時間在10 ms以內，快速熔斷器的熔體額定電流IN按下式選擇：ITm<=IN<=1.57 ITNItm2×0.577 IN=2×0.577×200A=230.8AMOSFET保護電路選擇電容的選擇 一般按布線電感磁場能量全部轉化為電場的能量估算。即LbIo²/2=Cs(Ucep-Uo)²得CsLbIo²/(Ucep-Uo)²式中Lb-是主回路布線電感H；Io-MOSFET 關斷時源極電流A；Ucep-緩沖電容器電壓穩定值；Uo-直流電源電壓V。

15、Lb可按Lb=520H估算。Ucep為保證可靠，可取稍低于MOSFET耐壓值為宜，取Ucep=600V進行計算。取Io=Id、Uo=325V,得Cs=LbIo²/(Ucep-Uo)²=0.0962F取Cs=0.1F、耐壓650V。緩沖電阻Rs計算 要求MOSFET關斷信號到來之前，將緩沖電容器所積蓄的電荷放完，以關斷信號之前放電90%為條件，計算公式如下：Rs1/（6fCs）f為開關頻率、MOSFET最大開關頻率為50KHz,則有Rs=1/（6fCs）33;VDs電流定額按MOSFET通過電流的1/10選擇為：0.19A。3.4 主電路結構設計在考慮到減少電路誤差的情況下，

16、我們采用了如圖8所示的主電路，主回路由QlQ3三個VMOS管和D1D3三個二極管組成的全控整流電路實現對交流輸入電壓的斬波調壓。當交流輸入電壓在正半周時，電流流經VD1、Q3、VD3；當交流輸入處于負半周時，電流流經VD2、Q3、VD4、；Q3始終處于正向電壓作用下，當在Q3源柵極之間加入觸發信號時，Q3處于開關狀態。調整加在柵極上的脈沖寬度即可調節輸出電壓的大小。由于Q3處于開關狀態，且VMOS管具有很小的關斷時間，只要適當選擇較低的飽和壓降，Q3的功耗可以做得很小，所以該斬波調壓具有較高的效率。考慮到負載可能為感性的，加了由Q1、Q2及D1、D2組成的續流環節。當Q3關斷時，在電壓處于正半

17、周時，Q2導通，Q1關斷，流經負載的電流通過Q2、D1續流。在電壓負半周 ，Q1導通，Q2關斷，流經負載的電流通過Q1、D2續流。為防止Q1、Q 2、Q3同時導通而引起較大的短路電流，對加在Q1和Q2上的觸發信號有一定要求，這在過零觸發電路中討論。圖中L1、C1為電源濾波網，以吸收瞬態過程中的過電壓，并減少對外線路的干擾。L2、C2為輸出濾波環節，由于本機調制頻率取得較高，所以L2和C2只需很小值即可。其中每個VMOS管都有保護裝置如圖所示。圖8 主電路圖其中Q3的PWM波控制由PWM波發生器通過對給定的調整產生，輸出占空比一定的PWM波。3.5 主電路保護設計在主電路上有一個線圈 KM的常閉

18、觸點，在電路的輸出端用一變壓器進行降壓然后再用整流橋進行整流使之變成直流電，輸出電壓與比較器上設定的正5伏電壓相比較，如果電路出現了過電壓的現象，輸出電壓就會高于設定值，比較器就會輸出電壓，使三極管導通，這樣就會使線圈KM的保護電路接通，線圈就會被通電，KM在主電路的常閉觸點就會斷開，從而達到保護主電路的作用。第4章 單元控制電路設計4.1主控制芯片的詳細說明4.1.1 芯片的選擇本次課程設計由芯片SG3525產生脈沖，來控制MOSFET來實現斬波調壓，它具有管腳數量少，外圍電路簡單等特點，因而得到了廣泛的應用。4.1.2 芯片的詳細介紹 SG3525的內部結構如圖2所示， 它主要由基準電壓調

19、整器、震蕩器、誤差放大器、比較器、鎖存器、欠壓鎖定電路、閉鎖控制電路、軟啟動電路、輸出電路構成。 SG3525A系列脈寬調制器控制電路可以改進為各種類型的開關電源的控制性能和使用較少的外部零件。在芯片上的5.1V基準電壓調定在±1，誤差放大器有一個輸入共模電壓范圍。它包括基準電壓，這樣就不需要外接的分壓電阻器了。一個到振蕩器的同步輸入可以使多個單元成為從電路或一個單元和外部系統時鐘同步。在CT和放電腳之間用單個電阻器連接即可對死區時間進行大范圍的編程。在這些器件內部還有軟起動電路，它只需要一個外部的定時電容器。一只斷路腳同時控制軟起動電路和輸出級。只要用脈沖關斷，通過PWM（脈寬調制

20、）鎖存器瞬時切斷和具有較長關斷命令的軟起動再循環。當VCC低于標稱值時欠電壓鎖定禁止輸出和改變軟起動電容器。輸出級是推挽式的可以提供超過200mA的源和漏電流。SG3525A系列的NOR（或非）邏輯在斷開狀態時輸出為低。·工作范圍為8.0V到35V·5.1V±1.0調定的基準電壓·100Hz到400KHz振蕩器頻率·分立的振蕩器同步腳4.1.3 芯片的工作原理 器件內部結構 SG3525的內部結構如圖2所示， 它主要由基準電壓調整器、震蕩器、誤差放大器、比較器、鎖存器、欠壓鎖定電路、閉鎖控制電路、軟啟動電路、輸出電路構成。 欠壓鎖定功能 基準電

21、壓調整器受15端的外加直流電壓Vc的影響，當Vc低于7V或嚴重欠壓時，基準電壓調整器的精度值就的不到保證，由于設置了欠壓鎖定電路，當出現欠電壓時，欠電壓鎖定功能使A端線由低電壓上升為邏輯高電平經過或非門輸出轉化為P1=P2=0 ,SG3525的13腳輸出為高電平，功率驅動電路輸出至功率場效應管的控制脈沖消失，逆變器無電壓輸出。 系統的故障關閉功能為便于從主回路受檢測到的故障信號，集成控制器內部T3晶體管基極經一電阻連接10引腳。過流保護環節檢測到的故障信號使10腳為高電平，由于T3基極與A端線相連，故障信號產生的關閉過程與欠電壓鎖定過程類似。在本電路中，過流保護環節還輸出一個信號到與門的輸入端

22、，當出現過流信號時，檢測環節輸出一低電平信號到與門的輸入端，使脈沖消失，與SG3525的故障關閉功能一起構成雙重保護。4. 波形的產生及控制方式分析 如圖一所示，鋸齒波作為載波信號Ut，調制信號由9腳輸入，此圖中，調制信號由可調電位器RP上的電壓信號Ur和外加的給定信號Ug疊加而成，RP上的電壓信號用于確定脈寬調制波的初始占空比，Ug可正可負，用于控制逆變器輸出電壓的大小和極性，Ug也可以由摸擬或數字調節器的輸出來控制，構成閉環自動控制系統。集成控制器SG3525的輸出側采用推拉式電路，可使關斷速度加快。11腳、14腳與12腳連接。PWM脈沖由13腳輸出，這樣能夠保證13腳的輸出與鎖存器的輸出

23、一致。有關的電壓波形如圖3所示。鋸齒波與調制波的交點比較功能由比較器完成，UtUr時，比較器輸出的PWM波形由邏輯低電平變為高電平，UtUr時，比較器輸出的PWM波形由邏輯高電平變為低電平。為保證PWM波寬不至于太窄，用PWM鎖存器鎖存高電平值，并在CP脈沖下跳時對鎖存器清零，以進行下一個比較點的鎖存。 如圖所示，要改變輸出脈沖PWM的占空比， 只要改變調制信號Ur的電壓大小即可實現 。4.2 驅動電路設計驅動電路是指驅動開關器件Q3，從而來實現斬波調壓的目的。由以上對SG3525的介紹可知，在SG3525芯片中產生了三角波，用一直流信號與之比較，就會產生一系列的矩形脈沖，這些矩形脈沖可以用來

24、控制開關器件Q3的導通與關閉，我們通過調制直流信號的大小或是調節三角波的頻率就可以改變矩形脈沖的頻率，從而達到交流調壓的目的。驅動電路的電路圖如下圖所示，我們通過調節RP1就可以調節三角波的頻率。4.3 過零檢測及續流觸發電路當負載為阻感負載時，電路必須有續流環節，續流環節由Q1和Q2兩個MOSFET來控制，當電壓處于正半周時通過Q2,在負半周時通過Q1,但Q1與Q2之間如何進行轉變這必須有一個正確的判斷，這就需要過零檢測電路。如下圖所示，交流電壓經過變壓器變壓，因交流信號有正向過零點和負向過零點，故運用一個正向比例器與反向比例器進行兩零點與標準零點電壓的比較，其輸出信號經過光控隔離進行穩壓和

25、放大后，分別控制續流裝置中的Q1和Q2兩個MOSFET管控制端。為了防止Q1、Q2兩個同時開通，我們采用了互鎖，就是說Q1、Q2管不可以同時導通，在正半波，開通Q2管續流；在負半波，開通Q1管續流。4.4 控制保護電路設計為了保護電路防止電路的過電壓，我加了一個保護電路。如下圖所示，在電路的輸出端用一變壓器進行降壓然后再用整流橋進行整流使之變成直流電，輸出電壓與比較器上設定的正5伏電壓相比較，如果輸出電壓高于正5伏，比較器就輸出正5伏電壓，比較器的輸出端與SG3525的3管腳相連，因為前面已經介紹了SG3525,它的3號管腳是電流取樣輸入端。在外圍電路中，在功率開關管的源極串接一個小阻值的取樣電阻，將脈沖變壓器的電流轉換成電壓，此電壓送入腳3，控制脈寬。當功率開關管的電流增大，取樣電阻上的電壓超過1 V時SG3525就停止輸出，有效地保護功率開關管；4.5諧波分析由于是感性負載，又不能像直流斬波那樣加續流回路，所以要給IGBT加開通和關斷緩沖電路。高頻交流開關控制采用了EPWM直流等電位調制技術。為使波形半波奇對稱和四分之一偶對稱，以消除付里葉級數中的余弦項和偶次諧波，使載波比為三角波頻率，為市電工頻；調制為脈沖寬度，為三角波周期、為三角波幅值